Wilmar Armando Pineda Castiblanco

CENTRO DE TECNOLOGIA

PROGRAMA DE POS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉCTRICA

Wilmar Armando Pineda Castiblanco

IMPACTO DE DIFERENTES COEFICIENTES DE ASSIMETRIA EM

CONVERSORES MULTINÍVEIS COM UMA FONTE CC

Santa Maria, RS, Brasil

2017

IMPACTO DE DIFERENTES COEFICIENTES DE ASSIMETRIA EM CONVERSORES MULTINÍVEIS COM UMA FONTE CC

Dissertação apresentada ao Curso de Mestrado do Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica, Área de Concentração em Processamento de Energia: Eletrônica de Potência, da Universidade Federal de Santa Maria (UFSM, RS), como requisito parcial para obtenção do grau de Mestre em Engenharia Elétrica.

Orientador: Prof. Dr. Cassiano Rech

Santa Maria, RS, Brasil 2017

Pineda Castiblanco, Wilmar Armando

IMPACTO DE DIFERENTES COEFICIENTES DE ASSIMETRIA EM CONVERSORES MULTINÍVEIS COM UMA FONTE CC / Wilmar Armando Pineda Castiblanco.- 2017.

130 p.; 30 cm

Orientador: Cassiano Rech

Dissertação (mestrado) - Universidade Federal de Santa Maria, Centro de Tecnologia, Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica, RS, 2017

1. Conversores Multiníveis Assimétricos 2. Conversores Multiníveis Híbridos 3. Única Fonte CC. 4. Retificador Multinível I. Rech, Cassiano II. Título.

Dedico este trabalho a Deus, pois “Quando vejo os teus céus obra dos teus dedos, a lua e as estrelas que formaste, o que é o homem mortal para que te lembres dele?” (Sal 8:3-8)

A Deus por todas as graças e bênçãos.

Aos meus familiares, em especial aos meus pais, Aydee e Armando, pelo carinho e apoio. Agradeço também à minha namorada Cindy e aos meus amigos Filipe e Ana Claudia pela motivação e companhia em todo momento.

Sinceros agradecimentos a meu orientador, professor Cassiano Rech, pela formidável orientação, pelas suas ideias e conselhos e, sobre todo, pela amizade.

Aos Professores Humberto Pinheiro e Fernanda Carnielutti pelas contribuições oportunas e disposição para ajudar. Aos demais professores do Grupo de Eletrônica de Potência e Controle (GEPOC) pelos ensinamentos, comprometimento e profissionalismo.

A todos os colegas do GEPOC pelo acolhimento e convivência durante estes anos, especialmente a Julian Giacomini, Tadeu Vargas, Samuel Queiroz, Gabriel Saccol, Guilherme da Silva, Julio Maragaño, Antônio Spencer e Ronaldo Guisso. Os seus pareceres técnicos e troca de experiências foram de alivio para superar os desafios do trabalho.

Ao Programa de Pós-graduação em Engenharia Elétrica (PPGEE) por proporcionar as condições ótimas para o desenvolvimento das atividades de pesquisa.

Por fim, à Universidade Federal de Santa Maria (UFSM), que forneceu a infraestrutura para o desenvolvimento deste trabalho e à Coordenação de Aperfeiçoamento de Pessoal de Nível Superior (CAPES), pelo apoio financeiro.

“Quando pensávamos que tínhamos todas as respostas, de repente, mudaram todas as perguntas.”

IMPACTO DE DIFERENTES COEFICIENTES DE ASSIMETRIA EM CONVERSORES MULTINÍVEIS COM UMA FONTE CC

AUTOR: Wilmar Armando Pineda Castiblanco ORIENTADOR: Cassiano Rech

Conversores multiníveis com uma única fonte de tensão contínua representam uma solução interessante em termos de simplicidade, pois somente uma fonte de tensão isolada é necessária, mesmo em aplicações com transferência de potência ativa. Desta forma, o conversor estudado nesta dissertação de mestrado é composto por uma célula principal três níveis trifásica do tipo ponto neutro grampeado (Neutral Point Clamped – NPC) alimentado por uma fonte de tensão isolada. Além disso, células auxiliares monofásicas, alimentadas por capacitores flutuantes, são conectadas em série em cada fase para aumentar o número de níveis sintetizados. Diferentes coeficientes de assimetria entre os valores das tensões do barramento CC da célula principal e das células auxiliares em série são explorados para sintetizar formas de onda com menor conteúdo harmônico e reduzir os níveis de tensão das células auxiliares. Também são consideradas as limitações impostas pela estratégia de modulação, em que a célula principal de alta tensão opera na frequência fundamental da tensão CA de referência, e é avaliado o impacto dessas limitações na operação das células auxiliares de menor tensão, que operam com modulação por largura de pulso e não devem processar potência ativa. Como resultado, regiões de sobremodulação são reveladas na operação das células auxiliares a partir da energia do erro entre o sinal de referência e o máximo sinal que pode ser sintetizado pelo conversor. Assim, para um coeficiente de assimetria elevado, a escolha de uma região com mínima energia do sinal de erro em sobremodulação permite reduzir a distorção harmônica das tensões de linha, mas também com o benefício de que as células auxiliares estarão expostas à menores tensões de bloqueio. Finalmente, resultados do conversor multinível como uma fonte CC aplicado ao estágio retificador de entrada de um sistema de acionamento de velocidade variável são incluídos, operando com um coeficiente de assimetria elevado em uma região com mínima energia do sinal de erro.

Palavras-chave: Conversores Multiníveis Assimétricos. Conversores Multiníveis Híbridos. Única Fonte CC.

IMPACT OF DIFFERENT ASSIMETRY COEFICIENTS ON SINGLE DC SOURCE MULTILEVEL CONVERTERS

AUTHOR: Wilmar Armando Pineda Castiblanco ADVISOR: Cassiano Rech

Multilevel converters operating with single dc source represent an interesting and simple solution, since only an isolated voltage source is required, even in applications with active power transfer. In this way, the converter analyzed in this dissertation is composed of the three-phase three-level main converter with neutral point clamped (NPC) powered by an isolate voltage source. In addition, single-phase full-bridge (FB) auxiliary cells, supplied by floating capacitors, are connected in series at each stage to increase the number of synthesized levels. Different asymmetric coefficients between voltages on the main cells and the auxiliary cells in series are exploited to synthesized waveforms with lower harmonic content and reduce the stress on the auxiliary cells. Also, the limitations imposed by the modulation strategy are considered, in which the main high-voltage converter operate with the fundamental frequency of the reference ac voltage, the impact of these limitations on the operation of the low-voltage auxiliary cells, which operate with pulsed-width modulation and should not process active power is evaluated. As a result, over-modulation regions are revealed in the auxiliary cells operation from the energy error between the reference signals and the maximum signal that can be synthesized by the multilevel converter. In this way, for a high asymmetric coefficient, the choice of an over-modulation region with minimal error signal energy reduces the harmonic distortion on the line-to-line voltages but also with the benefic, that the auxiliary cells will exposed to lower blocking voltages. Finally, results for single dc source converter applied to the input rectifier stage the speed drive system and operating with high asymmetric coefficient in a region with minimal energy error signal are included.

Keywords: Asymmetric Multilevel Converter. Hybrid Multilevel converter. Single DC Source.

Figura 1 – Algumas configurações possíveis de conversores com uma única fonte CC a partir

de topologias multiníveis monofásicas e/ou trifásicas. ... 32

Figura 2 – Conversor multinível com uma fonte CC monofásico (VAZQUEZ et al., 2009) .. 33

Figura 3 – Conversor multinível com uma fonte CC trifásico composto a partir de células monofásicas em ponte completa (KHOUCHA et al., 2010). ... 35

Figura 4 – Conversor multinível com uma fonte CC conformado por células trifásicas e topologias idênticas (CORZINE et al., 2004). ... 36

Figura 5 – Conversor multinível com uma fonte CC trifásico empregando uma célula principal NPC e células exiliares em ponte completa (VEENSTRA; RUFER, 2005b). ... 38

Figura 6 – Topologia e formas de onda: (a) Topologia, (b) tensão de saída v, (c) estado de comutação 2 e (d) estado de comutação 3. ... 40

Figura 7 – Diagrama de blocos de estratégia de regulação por modelo preditivo (VASQUEZ; PONTT; VARGAS, 2015) ... 42

Figura 8 – Configuração de conversor multinível com uma fonte CC, com equilíbrio de tensão por modelo preditivo, empregado em (VEENSTRA; RUFER, 2005a). ... 43

Figura 9 – Influência de diferentes tensões de modo comum no processamento de potência em cada célula do conversor da Figura 8. (a) Potência média nula na célula auxiliar. (b) Potência média não nula na célula auxiliar. Tensão de modo comum e tensão de referência u*cm e u*, tensão de saída e corrente de saída u e i, e tensão célula principal e auxiliar um e us. ... 44

Figura 10 – Diagrama de blocos da estratégia de controle utilizada em (SILVA et al., 2011b), para uma fase do conversor. ... 47

Figura 11 – Combinações possíveis entre níveis de tensão com duas células três níveis para o caso simétrico 1:1 e assimétrico 1:3. ... 49

Figura 12 – Conversor multinível monofásico com uma única fonte CC (VAZQUEZ et al., 2009). ... 50

Figura 13 – Regiões de operação da célula principal e auxiliar. (a) Região NM com processamento de potência não ativa. (b).Limitação de operação da célula auxiliar e processamento de potência ativa. ... 51

Figura 14 – Conversor multinível com uma única fonte CC alimentando motor com enrolamento em aberto. ... 52

Figura 15 – Diagramas vetoriais para vários coeficientes de assimetria ... 53

Figura 16 – Conversor multinível com uma única fonte CC sob estudo. ... 56

Figura 17 – Diagrama vetorial no espaço αβ para diferentes coeficientes de assimetria. ... 60

Figura 18 – Tensão sintetizada em uma fase da célula principal e componente fundamental associada. ... 62

Figura 19 – Operação da célula principal. (a) Tensão sintetizada em uma fase do conversor. (b) Espectro harmônico. ... 67

Figura 20 – Operação com k = 2. (a) Sinal de modo comum. (b) Sinal modulante da célula auxiliar. ... 68

Figura 21 – Sinal de modo comum com k = 3. ... 69 Figura 22 – Operação com k = 4. (a) Sinal de modo comum. (b) Sinal modulante da célula

auxiliar. ... 69 Figura 23 – Sinal modulante e tensão sintetizada na célula auxiliar. (a) k = 2, (b) k = 3 e (c) k

= 4. ... 70

Figura 24 – Tensão de fase com k = 2, k = 3 e k = 4. ... 71 Figura 25 – Espectro harmônico da tensão sintetizada na célula principal vxg2(t) e tensão de

fase vxg(t) com diferentes coeficientes de assimetria. ... 72 Figura 26 – Tensões de linha com k = 4. ... 73 Figura 27 – Transição entre vetores de alta tensão associados a um ângulo de comutação θ nas

fases com k = 3. (a) Tensões de fase e (b) diagrama αβ. ... 75 Figura 28 – Trajetórias das comutações para diferentes ângulos de comutação com k = 3. ... 76 Figura 29 – Situação de sobremodulação. vm - vetor gerado na célula principal; vaux - vetor das

células auxiliares; vref - vetor de referência; verro - vetor de erro. ... 79 Figura 30 – Energia do sinal de erro para diferentes ângulos de comutação com k = 3 e k = 4. ... 80 Figura 31 – Tensões de linha com diferentes coeficientes de assimetria. (a) k = 2, (b) k = 3, (c)

k = 4 e (c) k = 5. ... 81

Figura 32 – Espectro harmônico das tensões de linha (linha continua) e tensões de fase (linha pontilhada) para diferentes coeficientes de assimetria. ... 82 Figura 33 – Tensões de linha com k = 4 e energia de erro mínima (θ = 15ͼሻ. ... 83 Figura 34 – Espectro harmônico das tensões de linha com k = 4 e ângulos de θ = 24,48ͼ‡

θ = 15ͼǤ ... 84 Figura 35 – Circuito simplificado para obtenção do modelo dinâmico da célula auxiliar. ... 87 Figura 36 – Estratégia de controle aplicada para regulação de tensão nos capacitores

flutuantes. ... 89 Figura 37 – Resposta do sistema em malha aberta não compensado e sistema compensado. . 91 Figura 38 – Controle de tensão nas células auxiliares com k = 2. (a) Tensão na célula auxiliar

de uma fase e (b) componente fundamental necessária para regulação de tensão. 92 Figura 39 – (a) Transitório de tensão sobre os capacitores das células auxiliares durante a

partida. (b) Tensão sintetizada na saída da célula principal NPC vag2, vbg2 e vcg2. 94 Figura 40 – Tensão vag1 na célula auxiliar e tensão de fase vag (a) k = 2. (b) k =4. ... 95 Figura 41 – Tensões de linha vab, vbc e vca. (a) k = 2, (b) k = 3, (c) k = 4 e (d) k = 5. ... 96 Figura 42 – Tensões de linha com k = 4 e um ângulo de comutação 15ͼǡcom energia do vetor de erro mínima. ... 98 Figura 43 – WTHD das tensões de linha para diferentes coeficientes de assimetria e ângulos

de comutação. ... 98 Figura 44 – Diagrama SV para k = 4 e k = 5 e diferentes ângulos de comutação. (a) k = 4 e θ

= 15ͼ, (b) k = 4 e θ = 45ͼ, (c) k = 5 e θ = 15ͼ, (d) k = 5 e θ = 45ͼ. ... 99 Figura 45 – Aplicação de conversor multinível com uma única fonte CC no estágio retificador de entrada de um sistema de acionamento de velocidade variável. ... 102 Figura 46 – Estratégia de controle do retificador multinível. ... 105 Figura 47 – Diagrama de blocos do modelo de correntes do retificador. ... 106

plano w referente a malha de controle de corrente. ... 108

Figura 49 – Resposta em frequência do sistema não compensado e sistema compensado no plano w referente a malha de controle de tensão. ... 109

Figura 50 – Degrau de carga de 0% para 100%. (a) Tensão nos capacitores das células auxiliares VccA e tensão no barramento CC da célula principal Vo. (b) Corrente drenada na fase A. ... 111

Figura 51 – Tensão e corrente drenada da fase A do lado da rede. ... 111

Figura 52 – Tensões sintetizadas com carga nominal. (a) Célula auxiliar vag1 e célula principal vag2. (b) Fase A vag. (c) linha vab, vbc e vca. ... 112

Figura 53 – Tensões na célula principal e auxiliar, e corrente de fase sob um degrau de carga de 0% para 100%. ... 113

Figura 54 – Tensão e corrente da fase A vas e ias respetivamente. ... 113

Figura 55 – Tensões sintetizadas na saída do retificador multinível. (a) Célula principal vag2, célula auxiliar vag1 e tensão de fase vag. (b) Tensões de linha vab, vbc e vca. ... 114

Figura 56 – Tensões de linha com diferentes coeficientes de assimetria. (a) k = 2, (b) k = 3, (c) k = 4 e (d) k = 5. ... 116

Figura 57 – Correntes drenadas da rede. (a) k = 2, (b) k = 3, (c) k = 4 e (d) k = 5. ... 117

Figura 58 – Protótipo implementado em laboratório. ... 127

Tabela 1– Tensões e estados de comutação para o conversor da Figura 6. ... 40

Tabela 2– Estados de comutação e tensões com k = 3. ... 58

Tabela 3– Estados de comutação e tensões com k = 4. ... 58

Tabela 4– Parâmetros de simulação. ... 66

Tabela 5– Regiões de sobremodulação com k = 3. ... 80

Tabela 6– Fatores de distorção harmônica ... 85

Tabela 7– Parâmetros da planta. ... 89

Tabela 8– Parâmetros de projeto. ... 93

Tabela 9– Fatores de distorção harmônica ... 97

Tabela 10 – Parâmetros de projeto do retificador... 103

Tabela 11– Fatores de distorção harmônica das tensões de linha e corrente. ... 115

Tabela 12– Características da célula principal NPC ... 128

Abreviatura/Sigla Significado

CA Corrente Alternada

CC Corrente Contínua

CM Cascade Multilevel (Multinível em cascata)

DSP Digital Signal Processor (Processador Digital de Sinais)

FB Full-Bridge (Conversor em ponte completa)

FC Flying Capacitor (Conversor com capacitores flutuantes)

HB Half-Bridge (Conversor meia ponte)

NPC Neutral Pointed Clamped (Conversor com Ponto Neutro Grampeado)

PD Phase Disposition (Disposição em Fase)

PI Proporcional-Integral

PWM Pulsed Width Modulation (Modulação por Largura de Pulso)

SHE Selective Harmonic Eleimination (Modulação por Eliminação Seletiva de Harmônicas)

SVM Space Vector Modulation (Modulação vetorial)

WTHD Weighted Total Harmonic Distortion (THD ponderada)

Símbolo Significado Unidade

Į Defasagem entre tensão e corrente °

an, bn Coeficientes da série de Fourier --

C1, C2 Capacitâncias da célula principal e auxiliar F

Ee Energia do sinal de erro em sobremodulação --

Em, Es Energia processada pela célula principal e auxiliar J

fs Frequência de comutação Hz

ixs Corrente (x = a, b, c) A

k Coeficiente de assimetria --

ma Índice de modulação de amplitude --

n Ordem harmônica --

Pm, Ps Potência processada pela célula principal e auxiliar W

S Estado de condução do semicondutor --

vdc Tensão de barramento V

vxn Tensão de braço da fase x (x = a, b, c) V

v*out Tensão de referência V

vac, vbc, vca Tensões de linha V

vag1, vbg1, vcg1 Tensões sintetizadas pelas célula auxiliares V

vag2, vbg2, vcg2 Tensões de braço sintetizadas pela célula principal V

vag, vbg, vcg Tensões de fase V

Vf,n Tensão de pico da n-ésima harmônica V

vo Tensão de modo comum V

v*ag, v*bg, v*cg Sinais de referência de fase --

vo,min, vo,max Limites máximo e mínimo da tensão de modo comum V

vaux Vetor de tensão da célula auxiliar V

vm Vetor de tensão da célula principal V

verro Vetor de erro em sobremodulação V

vref Vetor de referência V

ω Frequência rad/s

1 INTRODUÇÃO ... 27 1.1 OBJETIVO DA DISSERTAÇÃO ... 29 1.2 ESTRUTURA DA DISSERTAÇÃO ... 30 2 CONVERSORES MULTINÍVEIS COM UMA ÚNICA FONTE CC ... 31 2.1 TOPOLOGIAS ... 31 2.2 ESTRATÉGIAS DE REGULAÇÃO DE TENSÃO... 39 2.2.1 Estados de comutação redundantes ... 39 2.2.2 Modelo preditivo ... 41 2.2.3 Síntese de harmônicos ... 45 2.3 ASSIMETRIA E SOBREMODULACÃO ... 48 3 ANÁLISE DO CONVERSOR SOB ESTUDO ... 55 3.1 DESCRIÇÃO DA TOPOLOGIA SOB ESTUDO ... 55 3.2 ESTRATÉGIA DE MODULAÇÃO ... 61 3.2.1 Célula principal ... 61 3.2.2 Células auxiliares ... 63 3.2.3 Resultados de simulação ... 66 3.3 REGIÕES DE SOBREMODULAÇÃO ... 74 3.4 RESULTADOS EXPERIMENTAIS ... 86 3.4.1 Mecanismo de regulação de tensão nas células auxiliares ... 86 3.4.2 Resultados experimentais... 93 4 RETIFICADOR MULTINÍVEL COM UMA ÚNICA FONTE CC ... 101 4.1 RETIFICADOR MULTINÍVEL ... 101 4.2 ESTRATÉGIA DE CONTROLE ... 104 4.2.1 Resultados de simulação ... 110 4.3 RESULTADOS EXPERIMENTAIS ... 112 5 CONCLUSÕES E TRABALHOS FUTUROS ... 119 5.1 TRABALHOS FUTUROS ... 120 REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS ... 121 APÊNDICE A – DESCRIÇÃO DO PROTOTIPO ... 127

1 INTRODUÇÃO

A necessidade de gerenciar a energia de forma eficiente tem aumentado o interesse na área de conversores estáticos em uma ampla faixa de aplicações. Particularmente, conversores multiníveis estão sendo empregados de forma crescente em média e alta potência, como no acionamento de máquinas, transmissão de energia, compensação de reativos e tração elétrica entre outros (ABU-RUB et al., 2010, 2016; FRANQUELO et al., 2008; JIH-SHENG LAI; FANG ZHENG PENG, 1996). Isto deve-se a sua capacidade de operar em tensões elevadas usando dispositivos semicondutores com especificações de tensão limitadas. Além disso, estes conversores sintetizam formas de onda com menor espectro harmônico se comparado com conversores de dois níveis, de tal maneira que possibilitam diminuir ou até mesmo eliminar os filtros passivos (RODRIGUEZ; JIH-SHENG LAI; FANG ZHENG PENG, 2002). Conversores multiníveis também geram menor dv/dt e reduzem as tensões de modo comum que causam estresse sobre os enrolamentos e rolamentos de máquinas elétricas em acionamentos de velocidade variável (RODRIGUEZ; JIH-SHENG LAI; FANG ZHENG PENG, 2002).

Várias topologias de conversores multiníveis têm sido desenvolvidas durante as últimas décadas. Estas foram inicialmente classificadas em três categorias básicas: com ponto neutro grampeado (Neutral Point Clamped - NPC), com capacitores flutuantes (Flying

Capacitor - FC) e multiníveis em cascata (Cascade Multilevel - CM) (JIH-SHENG LAI;

FANG ZHENG PENG, 1996).

Dentre as topologias de conversores multiníveis, o conversor NPC tem sido empregado no acionamento de máquinas em média tensão, tanto no estágio retificador de entrada quanto no inversor de saída (ABU-RUB et al., 2016; RODRIGUEZ et al., 2007). Nesta topologia, o barramento CC é dividido por capacitores sendo que cada nível de tensão é gerado pela atuação de diodos de grampeamento. Como vantagem, o barramento CC é comum a todas as fases do conversor e, por conseguinte, somente uma fonte de tensão CC é necessária para seu funcionamento. Porém, o conversor NPC é usualmente restringido a configurações de três e de cinco níveis, uma vez que os diodos de grampeamento estão submetidos a níveis de tensão distintos e a complexidade do controle aumenta significativamente. Além disso, o equilíbrio de tensão nos capacitores do barramento CC também se torna mais complexo.

Para sintetizar um número maior de níveis, os conversores multiníveis em cascata, constituídos pela conexão em série de células monofásicas por fase, têm sido normalmente utilizados. Uma característica atraente desta topologia é o fato de possuir modularidade, uma vez que as células podem empregar tecnologias, topologias e estratégias de comando idênticas. Além disso, estes conversores possuem fácil expansão, de modo que possibilitam operar em média tensão e alta potência mesmo com dispositivos de baixa tensão (MALINOWSKI et al., 2010). Ainda é possível incrementar o número de níveis de tensão pela inclusão de células em série. Contudo, existe a necessidade de fontes de tensão isoladas em cada célula, e consequentemente a complexidade e custo do sistema é aumentada. Como resultado, conversores multiníveis em cascata são usualmente empregados em aplicações que naturalmente garantem isolação no barramento CC, como geração estática de reativos, geração fotovoltaica e acionamentos de máquinas entre outros (ABU-RUB et al., 2010).

Estudos mostram que é possível operar conversores multiníveis em cascata com uma única fonte de tensão CC que alimenta uma célula principal para processar toda a potência ativa do conversor multinível. Entretanto, as células restantes, denominadas de células auxiliares, idealmente processam potência não ativa e podem ser alimentadas por capacitores flutuantes (STEIMER; MANJREKAR, 2001). Esse enfoque é conhecido na literatura como conversores multiníveis operando com uma única fonte CC e representa uma solução interessante em termos de simplicidade e custo do sistema. Logo, formas de onda com múltiplos níveis podem ser sintetizadas a partir da soma e diferença de tensões presentes sobre os capacitores em várias partes do conversor e uma única fonte de tensão CC na célula principal. Quando estes valores de tensão são idênticos, o conversor é dito simétrico, caso contrário, é denominado assimétrico (MARIETHOZ; RUFER, 2002).

A assimetria em conversores multiníveis em cascata possibilita incrementar o número de níveis de tensão para o mesmo número de componentes e, portanto, formas de onda com menor distorção harmônica são sintetizadas se comparado com sua versão simétrica (MANJREKAR; LIPO, 1998; RECH; PINHEIRO, 2007). Desta maneira, conversores multiníveis com uma única fonte CC podem empregar configurações assimétricas com uma célula principal de maior tensão em ponte completa (Full bridge - FB), meia ponte (Half

Bridge - HB) ou NPC e células auxiliares em cascata, usualmente com topologias FB,

empregando menores níveis de tensão. Para citar um exemplo, em (VEENSTRA; RUFER, 2005a) apresenta-se uma configuração de célula principal trifásica NPC três níveis com células auxiliares FB em série em cada braço e valores de tensão sobre as células auxiliares na

metade da tensão da célula principal. Como resultado, as tensões de fase apresentam sete níveis enquanto que somente cinco níveis podem ser sintetizados ao usar uma configuração simétrica. Ainda, outros valores de assimetria podem ser analisados visando aumentar o número de níveis. Com este esquema, células em cascata não operam da mesma forma e consequentemente existe perda de modularidade (RECH et al., 2002; RECH; PINHEIRO, 2007)

Por outro lado, com o intuito de reduzir as perdas de comutação, as células que processam alta potência podem operar em baixa frequência, com semicondutores lentos e de alta tensão, enquanto que células de baixa potência podem empregar semicondutores com menores tensões de bloqueio, que normalmente são mais rápidos e eficientes (MANJREKAR; STEIMER; LIPO, 2000). Contudo, a assimetria em conversores multiníveis deve ser explorada cuidadosamente, uma vez que as células que operam com tensões elevadas podem comutar em alta frequência durante alguns intervalos de tempo, o que é uma característica indesejável, pois usualmente interruptores de alta tensão são lentos e apresentam elevadas perdas de comutação. Além disso, para valores de assimetria elevados, as células de menor tensão perdem a capacidade de síntese da referência e operam em sobremodulação com deterioração nas formas de onda (KOU; CORZINE; WIELEBSKI, 2003; LU; CORZINE, 2007)

1.1 OBJETIVO DA DISSERTAÇÃO

Esta Dissertação de Mestrado tem como objetivo geral analisar a operação de um conversor multinível assimétrico com uma única fonte CC. Este conversor consiste de uma célula principal três níveis trifásica com células auxiliares monofásicas conectadas em série em cada fase. Fontes de tensão isoladas são substituídas por capacitores flutuantes nas células auxiliares, simplificando a implementação do conversor. As células auxiliares processam unicamente potência não ativa e contribuem para reduzir o conteúdo harmônico das formas de onda sintetizadas. Assim, uma única fonte de tensão CC é empregada para alimentar a célula principal. Além disso, como a célula principal processa toda potência ativa, a mesma opera na frequência fundamental, visando reduzir as perdas.

Por outro lado, diferentes valores de assimetria podem ser explorados buscando reduzir a tensão de bloqueio sobre os semicondutores das células auxiliares, incrementar o número de níveis e diminuir a distorção harmônica das formas de onda. Como resultado,

regiões de sobremodulação são identificadas e avaliadas, com o intuito de operar em uma região com instantes de sobremodulação de curta duração e valores de assimetria elevado.

Finalmente, a operação do conversor multinível assimétrico com uma fonte CC é avaliada no estágio retificador de entrada de um sistema de acionamento de velocidade variável com elevado fator de potência e capacidade para regenerar energia.

1.2 ESTRUTURA DA DISSERTAÇÃO

Esta Dissertação de Mestrado está organizada em cinco capítulos. O Capítulo 1 apresenta uma breve introdução dos conversores multiníveis operando com uma única fonte CC e os desafios de operar com coeficientes de assimetria elevados.

O Capítulo 2 apresenta uma análise do estado da arte de topologias de conversores multiníveis com uma única fonte CC, das respectivas estratégias de modulação e de regulação de tensão nas células auxiliares, assim como das considerações sobre a operação com diferentes coeficientes de assimetria.

Em seguida, o Capítulo 3 destaca a topologia de conversor multinível sob estudo, juntamente com a estratégia de modulação adotada. A operação do conversor com diferentes coeficientes de assimetria é explorada e regiões de sobremodulação são identificadas no espaço das tensões de linha do conversor. A partir destas regiões, são identificados pontos de operação com instantes de sobremodulação reduzidos e o impacto destes na distorção harmônica são evidenciados. O capítulo finaliza com resultados de simulação e experimentais.

O Capítulo 4 mostra a aplicação do conversor multinível com uma única fonte CC operando como retificador no estágio de entrada de um sistema de acionamento de velocidade variável. Resultados experimentais da operação nas proximidades de uma região com mínima sobremodulação são apresentados.

Para finalizar, as conclusões e possíveis trabalhos futuros são apresentadas no decorrer do Capítulo 5.

2 CONVERSORES MULTINÍVEIS COM UMA ÚNICA FONTE CC

A substituição de fontes de alimentação por capacitores flutuantes em várias partes do conversor possibilita simplificar o estágio de entrada em conversores multiníveis em cascata, porém, com aumento da complexidade na estratégia de modulação devido ao equilíbrio das tensões nos capacitores flutuantes. Assim, este capítulo pretende incursionar nas principais topologias de conversores multiníveis com uma única fonte CC reportadas na literatura, sendo também apresentadas as principais estratégias de modulação e de regulação que asseguram a operação adequada do conversor. Finalmente, trabalhos que abordam a assimetria em conversores multiníveis com uma única fonte CC também são analisados.

2.1 TOPOLOGIAS

Sem perda de generalidade, as principais topologias de conversores multiníveis com uma única fonte CC consideradas na literatura estão constituídas por uma célula principal, monofásica ou trifásica, alimentada por uma fonte CC como um retificador a diodos, baterias ou painéis fotovoltaicos. Além disso, uma ou mais células auxiliares, monofásicas ou trifásicas são conectadas em série com cada fase da célula principal. Essas células auxiliares, são alimentadas por capacitores flutuantes de modo que, fontes de tensão isoladas ou transformadores com isolação galvânica não são mais necessários no estágio de alimentação de entrada (SASONGKO et al., 2011).

Deste modo, conversores multiníveis com uma única fonte CC, são usualmente concebidos a partir da combinação em série de topologias de conversores dois e/ou três níveis em suas versões monofásica e/ou trifásica, como é o caso do conversor meia ponte (HB) monofásico e trifásico, o conversor monofásico em ponte completa (FB), o conversor tipo T (T-type), o conversor com ponto neutro grampeado (NPC) e o conversor com capacitores flutuantes (FC) entre outros. À vista disso, a Figura 1 apresenta algumas possíveis topologias de conversores multinível com uma fonte CC. Nesse ponto, pode-se definir que sempre que a célula principal e as células auxiliares apresentem as mesmas topologias, com tensões e tecnologias de semicondutores idênticas, que o conversor seja denominado de modular simétrico, de outra forma é dito hibrido. Conversores multiníveis híbridos também podem ser classificados em conversores simétricos ou assimétricos dependendo dos valores de tensão sobre os capacitores intermediários do conversor. Assim, se ao menos um valor de tensão é diferente dos demais, o conversor é denominado assimétrico, caso contrário é dito simétrico.

A assimetria em conversores multiníveis apresenta propriedades atraentes e serão abordadas na seção 2.3.

Figura 1 – Algumas configurações possíveis de conversores com uma única fonte CC a partir de topologias multiníveis monofásicas e/ou trifásicas.

Fonte: Elaborada pelo autor. Conversor FB monofásico Conversor HB monofásico Conversor HB trifásico Conversor NPC trifásico Cél. Principal 1φ Cél. Auxiliar 1φ Cél. Principal 1φ Cél. Auxiliar 1φ Cél. Principal 1φ Cél. Auxiliar 1φ Cél. Principal 1φ Cél. Auxiliar 1φ Cél. Principal 3φ Cél. Auxiliar 1φ Cél. Auxiliar 1φ Cél. Auxiliar 1φ Cél. Principal 3φ Cél. Auxiliar 3φ Conversor tipo T monofásico (a) (b) (d) (c) n n n n n Conversor FC trifásico n

Nessa ordem, diversas configurações de conversores multiníveis assimétricas, monofásicas e trifásicas, alimentadas por uma única fonte CC têm sido reportadas na literatura. Dentre as configurações de conversores multiníveis com uma fonte CC monofásicas, conforme a Figura 1(a), destaca-se a de células em ponte completa (FB) em cascata (BAGHAEE et al., 2012; DU et al., 2006; SEPAHVAND et al., 2010, 2013; VAZQUEZ et al., 2009). Como exemplo desta configuração, a Figura 2 apresenta um conversor multinível composto de duas células em cascata, onde a célula principal é alimentada por uma fonte de tensão CC, enquanto que a célula auxiliar é controlada para operar com capacitor flutuante, e consequentemente, não há necessidade de uma fonte de tensão isolada para seu funcionamento.

Valores de tensão diferentes em cada célula, principal e auxiliar em série, são configurados para elevar o número de níveis, sintetizar formas de onda com menor distorção harmônica (Total Harmonic Distortion - THD) e reduzir a tensão sobre as células auxiliares. Deste modo, na Figura 2 é definido o coeficiente k, que está associado com a assimetria do conversor, como a razão de tensão do barramento CC da célula principal pela tensão CC da célula auxiliar. Portanto, com k = 2, a tensão da célula auxiliar é da metade da tensão do barramento CC da célula principal e com k = 3, é de um terço. Isso possibilita diminuir perdas de comutação e utilizar dispositivos semicondutores que normalmente são mais baratos e Figura 2 – Conversor multinível com uma fonte CC monofásico (VAZQUEZ et al., 2009)

Fonte: Elaborada pelo autor.

Fonte CC Célula Auxiliar FB-1φ Célula Principal FB-1φ vdc vdc k k >1 + is vab a b + − C2 C1 − + −

eficientes. A definição de coeficiente de assimetria k, será adoptada ao longo deste trabalho de dissertação.

Com relação às configurações de conversores multiníveis com uma fonte CC trifásicas, estas podem ser formadas a partir de topologias monofásicas em cada fase (Figura 1(b)), topologias trifásicas tanto na célula principal quanto na célula auxiliar (figura 1(d)) ou uma combinação de topologias trifásicas e monofásicas conforme na Figura 1(c). Nessa ordem, dentre as configurações trifásicas que empregam células monofásicas em cada fase, conforme mostra a Figura 1(b), destaca-se a configuração composta por células monofásicas em ponte completa utilizada em aplicações que envolvem o acionamento de maquinas (AGUILERA; QUEVEDO; LEZANA, 2010; KHOUCHA et al., 2010; LIAO et al., 2007, 2008).

A Figura 3, mostra a configuração analisada em (KHOUCHA et al., 2010). Essa configuração utiliza fontes de tensão isoladas, construídas a partir de retificadores multipulso, para alimentar os conversores em ponte completa que conformam a célula principal, enquanto que as células auxiliares são alimentadas por meio de capacitores flutuantes. Nesta topologia, cada célula do arranjo gera três níveis de tensão, logo com um coeficiente de assimetria k = 2, as tensões na saída da célula principal em alguma das fases, estarão no conjunto dado por (-2vdc, 0, 2vdc). Igualmente, cada célula auxiliar gera três níveis de tensão (-vdc, 0, vdc) e como resultado as tensões de fase van, vbn e vcn, que estão dadas pela combinação das tensões na saída da célula principal e auxiliar da mesma fase, apresentarão sete níveis de tensão (-3vdc, -2vdc, -vdc, 0, vdc, 2vdc, 3vdc), estes podem ser encontrados como segue:

(

)

{

}

¦

¦

Onde vj é a tensão da j-ésima célula na fase i, e Sj1 e Sj2, os estados de condução, em “1” ou “0”, quando o semicondutor está em condução ou não respectivamente.

Usualmente estes trabalhos utilizam estratégias de modulação em baixa frequência, como também estratégias de modulação híbrida, onde a célula principal de maior tensão opera em baixa frequência e as células auxiliares em alta frequência. Adicionalmente, a escolha da estratégia de modulação empregada, normalmente, está associada ao equilíbrio de tensão nos capacitores flutuantes das células auxiliares e será foco de estudo da seguinte seção.

Por outra parte, o caso com duas células trifásicas exibido na Figura 1(d), tem sido explorado em aplicações que envolvem a conexão de motores que possuem enrolamentos em aberto (Open-End Winding) (JAYASINGHE et al., 2010; LU; CORZINE, 2007; MOHAPATRA et al., 2003; PRAMANICK et al., 2015). Para citar um caso, em (CORZINE et al., 2004) uma célula principal NPC fornece toda a potência ativa para um motor com enrolamento em aberto, e do outro lado da máquina, uma célula auxiliar NPC contribui para incrementar o número de níveis de tensão sobre os enrolamentos. A célula auxiliar é alimentada por meio de capacitores flutuantes, uma vez que a mesma processa potência não ativa e adicionalmente o coeficiente de assimetria é também explorado. Essa configuração é mostrada na Figura 4 e tem sido utilizada na indústria naval operando com uma única fonte CC, que fornece toda a potência ativa do sistema através da célula principal NPC.

Figura 3 – Conversor multinível com uma fonte CC trifásico composto a partir de células monofásicas em ponte completa (KHOUCHA et al., 2010).

Fonte: Elaborada pelo autor.

Motor Célula Principal FB-1φ Célula Auxiliar FB-1φ n Retificador Barramento CC FB B2 B1 C1 C2 a b c van vbn vcn ia vdc,2 + − vdc,1 + − C2 C1 S22 S21 S22 S21 S12 S11 S12 S11

Nessa configuração existe a possibilidade que durante condições de falta, caso a célula principal apresente falta, uma fonte CC de respaldo de menor potência pode ser utilizada na célula auxiliar, uma vez que em operação normal, é alimentada por meio de capacitores flutuantes e não possui capacidade de fornecer potência média para o motor. Por conseguinte é possível aumentar a confiabilidade do sistema e estender a operação do conversor mesmo com falta na célula principal. De igual maneira, outras topologias de conversores multiníveis tem sido utilizadas na configuração com células trifásicas e com uma única fonte de tensão CC. A configuração apresentada em (BOBY et al., 2016), emprega duas células trifásicas, ambas com uma topologia FC, para acionamento de motores com enrolamentos em aberto. Nesse trabalho, as harmônicas quinta e sétima nas tensões de fase, causantes de pulsações em Figura 4 – Conversor multinível com uma fonte CC conformado por células trifásicas e topologias idênticas (CORZINE et al., 2004).

Fonte: Elaborada pelo autor.

vas vbs vcs ias ibs ics + + + ax bx _c x a b c vdc Fonte CC Célula Auxiliar NPC-3φ Célula Principal NPC-3φ Motor + − vdcx + − C1 C2 C1x C2x

baixa frequência indesejadas sobre o motor, são eliminadas utilizando uma modulação vectorial (Space Vector Modulation - SVM).

Outros trabalhos empregam configurações de conversores multiníveis com uma fonte CC compostos pela combinação de uma célula principal trifásica com células auxiliares monofásicas, em cada fase como mostra a Figura 1(c) (KAARTHIK et al., 2015; SILVA et al., 2011a; TSANG; CHAN, 2014; VARGAS et al., 2013; VASQUEZ; PONTT; VARGAS, 2015; ZHANG et al., 2013).

Em (DU et al., 2009), um conversor trifásico meia ponte dois níveis, com células auxiliares três níveis em ponte completa por fase, é usado para o controle de máquinas em aplicações para veículo elétrico. As células auxiliares são alimentadas por meio de capacitores flutuantes e o conversor opera com um coeficiente de assimetria k = 2, desta forma, cinco níveis são sintetizados nas tensões de fase empregando uma modulação em baixa frequência por eliminação seletiva de harmônicas (Selective Harmonic Elimination - SHE) na célula principal e nas células auxiliares. O mesmo esquema, com uma célula principal trifásica e células auxiliares monofásicas por fase, é apresentado em (YANHONG; KAZUYA; OI, 2014), para um conversor multinível com uma fonte CC com uma topologia trifásica tipo T três níveis e células auxiliares monofásicas por fase também tipo T três níveis.

Por outro lado, em (SILVA et al., 2011b; VARGAS et al., 2013; VEENSTRA; RUFER, 2005a), as células auxiliares são vistas como filtros ativos série que reduzem o conteúdo harmônico das tensões sintetizadas nas fases do conversor multinível com uma fonte CC. Nesse sentido, as mesmas são controladas para processar potência média nula, e por tanto, são alimentadas por meio de capacitores flutuantes. A Figura 5 apresenta a configuração analisada em (VEENSTRA; RUFER, 2005b). Essa configuração emprega uma célula principal NPC trifásica, três níveis, alimentada por uma fonte CC e células auxiliares em ponte completa três níveis em cada fase. Essa configuração tem sido amplamente estudado em aplicações de média tensão para o acionamentos de máquinas regenerativo. Nesse trabalho, a regulação de tensão nas células auxiliares é realizada a partir da adição de uma tensão de modo comum a fim de controlar a transferência de energia entre as células auxiliares e manter o equilíbrio de tensão nos capacitores flutuantes. Essa configuração é vantajosa uma vez que emprega um único barramento comum as três fases na célula principal, e consequentemente, uma única fonte de tensão CC pode ser utilizada. Em adição, as células auxiliares em cada fase permitem aumentar o número de níveis de tensão e essa configuração possibilita uma fácil expansão por adicionar mais células em ponte completa em cascata.

Como foi mostrado, existem diversas estruturas que tem sido reportadas na literatura relacionadas à operação de conversores multiníveis com uma única fonte de tensão CC. Essas estruturas são concebidas a partir de topologias monofásicas e trifásicas de conversores amplamente aceitados ou uma combinação de ambas como no caso da Figura 5. De qualquer forma, sempre permanece o mesmo esquema com uma célula principal alimentada por uma fonte de tensão CC e uma ou mais células auxiliares alimentadas por capacitores flutuantes. Contudo, dentre os desafios inerentes à operação com uma única fonte CC está o equilíbrio de tensão sobre as células auxiliares, de modo que este tema é objeto de análises na seguinte seção.

Figura 5 – Conversor multinível com uma fonte CC trifásico empregando uma célula principal NPC e células exiliares em ponte completa (VEENSTRA; RUFER, 2005b).

Fonte: Elaborada pelo autor.

vdc Motor a b c Fonte CC Célula Principal NPC-3φ Célula Auxiliar FB-1φ n van vbn vcn ia Célula Fase B Célula Fase C vdcx + − + − C1 C1 C2

2.2 ESTRATÉGIAS DE REGULAÇÃO DE TENSÃO

Uma vez que as fontes de tensão isoladas são substituídas por capacitores flutuantes nas células auxiliares, faz-se necessário uma estratégia de regulação que garanta o equilíbrio, não apenas em operação normal, como também na partida do conversor e durante distúrbios, pois os desequilíbrios de tensão causados acabam gerando formas de onda com espaçamento diferente entre níveis de tensão adjacentes ou, inclusive, podem levar à instabilidade do conversor. Desta forma, uma breve revisão bibliográfica das principais estratégias de regulação de tensão nas células auxiliares em conversores multiníveis operando com uma única fonte CC é apresentada a seguir.

2.2.1 Estados de comutação redundantes

Existem níveis de tensão que podem ser sintetizados a partir de vários estados de comutação diferentes nos interruptores do conversor, esses estados representam redundância e usualmente são chamados de estados de comutação redundantes do conversor (VEENSTRA, 2003). A escolha entre estados de comutação redundantes em um conversor não altera a potência total transferida, uma vez que esses sintetizam a mesma tensão sobre a carga. Contudo, os estados de comutação redundantes devem ser cuidadosamente selecionados, uma vez que podem aumentar as perdas de comutação ou gerar circulação de potência indesejada no interior do conversor (MARIETHOZ, 2013). Por outro lado, a redundância de estados pode ser utilizada para equilibrar a tensão nos capacitares flutuantes em conversores multiníveis operando com uma única fonte CC (CHIASSON; TOLBERT; RIDGE, 2007; DU et al., 2006)

O inversor trifásico de dois níveis apresentado em (DU et al., 2009) é alimentado com uma fonte CC e está em série com uma célula auxiliar de três níveis por fase. A Figura 6(a) mostra uma fase do inversor. Nessa topologia, a soma da tensão v1 sintetizada pela célula principal e da célula auxiliar v2 resulta na tensão de fase v mostrada na Figura 6(b). A célula principal sintetiza dois níveis de tensão diferentes vdc/2 e -vdc/2 e a célula auxiliar sintetiza três níveis de tensão diferentes vdc/2, 0 e -vdc/2. Na Tabela 1 são apresentados todos os possíveis estados de comutação do conversor e a respectiva tensão de fase.

A partir da Tabela 1, pode-se perceber que os estados 2 e 3 sintetizam o mesmo nível de tensão e são denominados redundantes (Figura 6(c) e Figura 6(d)). Dependendo do sentido

da corrente de fase, os mesmos podem ser selecionados para carregar ou descarregar o capacitor flutuante. Desta forma, selecionando o estado 2 para uma corrente positiva no conversor (i > 0), a potência instantânea na célula auxiliar é positiva e o capacitor descarrega. Entretanto, selecionando o estado 3, a potência instantânea é negativa e o capacitor é carregado. Uma análise similar pode ser realizada com corrente negativa (i < 0).

Tabela 1– Tensões e estados de comutação para o conversor da Figura 6.

v1 v2 v Estados -vdc/2 -vdc/2 -vdc 0 -vdc/2 0 -vdc/2 1 -vdc/2 vdc/2 0 2 vdc/2 -vdc/2 0 3 vdc/2 0 vdc/2 4 vdc/2 vdc/2 vdc 5

Figura 6 – Topologia e formas de onda: (a) Topologia, (b) tensão de saída v, (c) estado de comutação 2 e (d) estado de comutação 3.

Fonte: Elaborada pelo autor.

i v = v1 + v2 + − C2 S3 S1 S4 S2 vdc 2 vdc S5 S6 v1 v2 C1 C1 − + + − (a) (b) (c) v2 v1 v2 v1 vdc 2 vdc 0 vdc 2 0 -vdc 2 vdc 2 0 -vdc 2 (d) π 2π π π π π 2π 2π 2π 2π -vdc vdc 2 0 -vdc 2 vdc 2 0 -vdc 2 -vdc 2

Assim, o inversor da Figura 6, opera com uma estratégia de modulação por eliminação seletiva de harmônicos (SHE). Os ângulos de comutação são calculados para sintetizar a componente fundamental desejada e para eliminar a quinta harmônica nas formas de onda, e os capacitores são equilibrados pela seleção dos estados de comutação redundantes do conversor (DU et al., 2009). No entanto, mesmo que a regulação de tensão nos capacitores seja atingida, a quantidade de carga para regulação nos capacitores flutuantes é limitada pelo ângulo de defasagem entre a tensão e a corrente na carga (fator de deslocamento). Esse fato é mostrado em (DU et al., 2009), onde determina-se que a corrente média no ciclo de carga deve ser maior que no ciclo de descarga para garantir a regulação de tensão nos capacitores flutuantes, conforme: carga descarga 0 0 0 i d i d π π θ − θ >

³

³

Outras estratégias, baseadas nos estados de comutação redundantes, implementam uma máquina de estados finita para selecionar entre os estados de comutação redundantes que influenciam a regulação de tensão nos capacitores em um conversor operando com uma única fonte CC (SILVA; ESPINOZA; LEZANA, 2010). Nesse trabalho, é empregada uma estratégia de modulação por largura de pulso (Pulsed Width Modulation - PWM) e um coeficiente de assimetria de k = 2, ou seja, com tensões sobre as células auxiliares na metade do que na célula principal. Contudo, as estratégias que empregam a redundância de estados do conversor para realizar o equilíbrio de tensão nas células auxiliares, apresentam uma dependência da corrente na carga, que limita a regulação de tensão em uma faixa do fator de potência.

2.2.2 Modelo preditivo

A fim de controlar a regulação de tensão nos capacitores flutuantes em conversores multiníveis com uma única fonte CC, estratégias de controle preditivo também têm sido aplicadas. Em (AGUILERA; QUEVEDO; LEZANA, 2010) um modelo considera as chaves como entradas de controle do sistema, e uma função de custo sujeita a uma restrição, que é a regulação de tensão nos capacitores flutuantes é minimizada. A Figura 7mostra um diagrama de blocos simplificado da estratégia de regulação adotada.

Os sinais de comando para os interruptores são providenciados pela etapa de controle e os estados redundantes do conversor não são mais considerados. Essa estratégia é ainda otimizada, diminuindo o horizonte de possíveis soluções na função custo a partir do diagrama de vetores espaciais (Space Vector - SV) do conversor com a escolha dos três vetores mais próximos (VASQUEZ; PONTT; VARGAS, 2013, 2015). Além disso, é possível adicionar uma restrição no padrão de comutação da célula de maior tensão no diagrama SV evitando comutações em alta frequência.

Do mesmo modo que os estados redundantes em conversores monofásicos influenciam o processamento de potência em várias partes do conversor, um outro esquema de regulação de tensão nas células auxiliares em conversores trifásicos com uma fonte CC, considera a influência das tensões de modo comum no processamento de potência no interior do conversor. Nesse sentido, tensões de modo comum não contribuem na potência total fornecida para a carga, uma vez que cargas a três fios são controladas por tensões de modo diferencial. No entanto, tensões de modo comum influenciam a transferência de potência entre os capacitores intermediários do conversor (VEENSTRA, 2003; VEENSTRA; RUFER, 2005b).

Desta forma, em (VEENSTRA; RUFER, 2005a), é mostrado que pela seleção de uma tensão de modo comum adequada, é possível forçar o processamento de potência média nas células auxiliares a fim de carregar ou descarregar o capacitor flutuante e manter o equilíbrio Figura 7 – Diagrama de blocos de estratégia de regulação por modelo preditivo (VASQUEZ; PONTT; VARGAS, 2015)

Fonte: Adaptado pelo autor.

Célula Principal Célula Auxiliar Space Vector Gerador de Referência Controle por modelo Preditivo Motor Medidas i*[k] vs*[k] s1[k] vdc2*[k] vdc2[k] i[k] s2[k]

de tensão em um conversor multinível com uma fonte CC trifásico composto por uma célula principal NPC três níveis e células auxiliares em ponte completa em cada fase conforme a Figura 8. Já a Figura 9, mostra a influência de duas diferentes tensões de modo comum no processamento de potência na célula principal e célula auxiliar em uma fase do conversor. A tensão de referência de fase e tensão de modo comum adicionada é representada por u* e u*cm respetivamente, Pm e Ps, representam as potências sintetizadas na célula principal e célula auxiliar. Assim, é possível selecionar uma tensão de modo comum conforme na Figura 9(a), que não influencia o processamento de potência media na célula auxiliar, e consequentemente a tensão dos capacitores flutuantes é mantida constante. Por outra parte, caso exista um desequilíbrio, uma tensão de modo comum diferente pode ser adicionada, como na Figura 9(b), para forçar o processamento de potência não nulo nas células auxiliares, de forma tal que a energia consumida ou entregue pela célula auxiliar é controlada para fazer o equilíbrio de tensão nos capacitores flutuantes.

Figura 8 – Configuração de conversor multinível com uma fonte CC, com equilíbrio de tensão por modelo preditivo, empregado em (VEENSTRA; RUFER, 2005a).

Fonte: Elaborado pelo autor.

n b a c FB Fase B FB Fase C Célula Principal NPC-3φ Motor Célula Auxiliar FB-1φ

Assim,nesse trabalho, a regulação de tensão é realizada através de uma estratégia de controle por modelo preditivo, baseada em uma função de custo para selecionar entre as possíveis tensões de modo comum no interior de um horizonte de possibilidades que permite minimizar o erro entre as tensões de referência e a tensão atual dos capacitores flutuantes a cada período de amostragem.

As estratégias de regulação de tensão por modelo preditivo conseguem explorar o recurso disponível no conversor por minimizar uma função custo sujeita a uma restrição, no caso de conversores multiníveis operando com uma fonte de tensão CC, é considerada a regulação de tensão dos capacitores flutuantes das células auxiliares. Nesse sentido, o desenvolvimento de algoritmos que permitam diminuir a quantidade de operações que o processador deve realizar tem sido objeto de estudo (VASQUEZ; PONTT; VARGAS, 2015). Figura 9 – Influência de diferentes tensões de modo comum no processamento de potência em cada célula do conversor da Figura 8. (a) Potência média nula na célula auxiliar. (b) Potência média não nula na célula auxiliar. Tensão de modo comum e tensão de referência u*cm e u*, tensão de saída e

corrente de saída u e i, e tensão célula principal e auxiliar um e us.

Fonte: (VEENSTRA; RUFER, 2005a).

2.2.3 Síntese de harmônicos

Essa estratégia de regulação garante que as células alimentadas por fontes de tensão isoladas forneçam toda a potência ativa do conversor multinível, enquanto que as células em cascata alimentadas por capacitores flutuantes não contribuem com potência média para a carga. Nesse sentido, considerando que a corrente seja senoidal, a potência ativa processada em cada célula de uma mesma fase é proporcional à componente fundamental de suas respectivas tensões de saída.

Como exemplo, pode-se considerar que a célula principal gera uma forma de onda três níveis quase-quadrada com um ângulo de comutação calculado a priori para sintetizar a componente harmônica na frequência fundamental do sinal de referência que é definida por:

( )

sen

( )

out m

v

t

₌

V

_ω

t

Nessa ordem, a forma de onda três níveis sintetizada na saída da célula principal v1(t), estará constituída por uma componente fundamental e uma parcela relacionada com as harmônicas de alta ordem, produto das comutações, como descrito a seguir:

( )

( )

( )

( )

1

3,5,...

sen sen cos

m n n

n

v t V

_ω

_ω

_ω

=

= +

¦

Em que n é a ordem da harmônica. Por outro lado, o sinal modulante da célula auxiliar é obtido a partir da diferença entre o sinal de referência em (3) e a tensão sintetizada na saída da célula principal em (4). Esse sinal modulante contém todos os harmônicos de ordem superior que não possuem componente fundamental com a corrente e, consequentemente, estão associados com a potência não ativa do conversor que será processada pela célula auxiliar. O procedimento é mostrado a seguir:

( )

( ) ( )

( )

( )

sen

cos

v t

v

t

v t

a

n t

_ω

b

n t

_ω

=

−

§

·

= −

_¨

ª

_¬

+

º

_¼

_¸

©

¦

¹

Nesse ponto, é importante destacar que (5) descreve as componentes harmônicas geradas pela operação da célula principal com uma defasagem de 180ͼ (sinal negativo) que garante seu cancelamento harmônico nas tensões de fase, uma vez que são sintetizadas na célula auxiliar.

Sempre que a célula auxiliar não processe potência ativa, poderá ser alimentada por capacitores flutuantes e suas tensões nunca irão divergir dos seus valores nominais (SEPAHVAND et al., 2013). Assim, a potência média processada por cada célula pode ser encontrada considerando uma corrente i(t) = Imsen(ωt−θ), como segue:

( )

1

0,5

cos

p

₌

_⋅

V I

_θ

2

0

p

₌

em que θ representa o ângulo de defasagem entre a componente fundamental de tensão e a corrente na carga. Desta forma, a potência processada na célula auxiliar será nula. Contudo, na partida do conversor, durante distúrbios de carga ou devido aos tempos de subida e descida dos interruptores, a tensão CC nas células auxiliares pode desequilibrar e um método adicional de regulação é usualmente necessário. Assim, em (SEPAHVAND et al., 2013) é considerada uma defasagem entre o sinal de referência e a tensão sintetizada na saída da célula principal para o equilíbrio da tensão na célula auxiliar. Nesse caso, a potência média processada pela célula principal e pela célula auxiliar são dadas, respectivamente, por:

(

)

0.5

cos

p

₌

V I

_{θ α}

₋

( )

(

)

_θ

_{θ α}

em que α é a defasagem entre a referência e a componente fundamental da forma de onda de tensão de três níveis na saída da célula principal. Assim, para α positivo, a potência média na célula auxiliar é negativa e o capacitor se carrega. Caso contrário, quando α é negativo, a potência média na célula auxiliar é positiva e o capacitor se descarrega. Deste modo, um controlador do tipo proporcional integral diminui o erro entre o sinal de referência e a tensão do capacitor a partir do controle do ângulo α.

Uma variante do mecanismo de regulação é apresentada em (SILVA et al., 2011b) para um conversor trifásico NPC alimentado por uma fonte CC e células em ponte completa conectadas em série em cada fase. Esse conversor utiliza o mesmo esquema de modulação descrito anteriormente e a regulação é realizada por uma malha de controle baseada no modelo de carga da célula auxiliar que força o processamento de potência média durante situações de desequilíbrio, como mostrado na Figura 10. Nessa estratégia, a tensão atual sobre

a célula auxiliar vaux é comparada com o valor de referência v*aux e um sinal de erro é gerado na entrada de um controlador do tipo PI. A saída do controlador é multiplicada por um sinal em fase com a corrente, proveniente de algoritmos PLL, e adicionada ao sinal modulante da célula auxiliar v2*, que possui todas as harmônicas de ordem superior, como descrito anteriormente. Nesse sentido, uma parcela de componente fundamental em fase, ou defasada de 180°, com a corrente é sintetizada nas células auxiliares para processar potência ativa positiva ou negativa e descarregar ou carregar o capacitor das células auxiliares, tal como seja necessário.

Assim, as estratégias de regulação de tensão das células auxiliares, sem importar o enfoque adotado, seja o caso de estados de comutação redundantes, o caso por modelo preditivo ou o por sínteses de harmônicos, cada esquema de regulação acaba afluindo para um processamento de potência não ativa sobre as células auxiliares a fim de manter a tensão em seu valor de referência. Contudo, durante condições de desequilíbrio o mecanismo de regulação deve ter a capacidade de forçar o processamento de potência ativa para retornar o valor de tensão a seu valor nominal.

Adicionalmente, existem configurações de valores de tensão, para a célula principal e células auxiliares em série, que podem ser analisadas a fim de aumentar o número de níveis com que é sintetizado um sinal de referência. O impacto destas configurações deve ser estudado detalhadamente, uma vez que dependendo da configuração adotada, esta pode reduzir a capacidade de sínteses de tensão na região linear das células auxiliares. Deste modo, a seguinte seção expõe algumas contribuições da literatura referentes a operação de conversores multiníveis com uma fonte CC com diferentes coeficientes de assimetria.

Figura 10 – Diagrama de blocos da estratégia de controle utilizada em (SILVA et al., 2011b), para uma fase do conversor.

Fonte: Elaborada pelo autor.

Σ Controle Σ PWM PI vaux*[k] vaux[k] X PLL v2*[k] cos(θ) ia[k] Sinais de Comando + - +₊

2.3 ASSIMETRIA E SOBREMODULACÃO

Conversores multiníveis assimétricos podem possuir a mesma topologia que os simétricos, sendo como única diferença a utilização de ao menos uma fonte de tensão com valor diferente das demais. Os conversores assimétricos apresentam algumas propriedades atraentes se comparados com sua versão simétrica. Entre elas, pode-se destacar que é possível manter o número de níveis de tensão com uma menor quantidade de células em cascata. De outro modo, é possível incrementar o número de níveis para uma quantidade determinada de células em cascata. Desta forma, para um arranjo de i células em cascata com uma topologia três níveis, as tensões de saída estarão dadas como segue:

{

}

, com

1,0, 1 ,

u sk

₌

s

_{∈ −}

₊

{ }

Em que s representa os estados de comutação de uma célula, e ki o valor de tensão normalizado sobre a i-ésima célula, com respeito à célula de menor tensão. Nesse sentido, a primeira célula, com menor tensão, possui um valor de 1 p.u (tensão normalizada) e as restantes serão ki vezes maior ou iguais que a primeira. Como exemplo, pode-se considerar duas células três níveis com valores de tensão k1:k2. Para o caso simétrico (1:1), cada célula apresenta o mesmo valor de tensão e as combinações de níveis na tensão de saída resultam no conjunto {-2, -1, 0, +1, +2}. Por outro lado, para um caso assimétrico 1:3, a tensão sobre uma célula é três vezes maior do que a outra e o conjunto de níveis de tensão possíveis é {4, 3, -2, -1, 0, +1, +-2, +3, +4}. A Figura 11 mostra as possíveis combinações para os casos simétrico e assimétrico.

Para o caso assimétrico é possível observar que existem estados de comutação redundantes para os níveis de tensão {-1, 0, +1} que são traduzidos em novos níveis de tensão em sua configuração assimétrica. Além disso, um incremento de 5 para 9 níveis de tensão é conseguido com a mesma quantidade de células em cascata. Contudo, níveis de assimetria iguais ou maiores que 1:4 não contribuem para aumentar o número de níveis e acabam gerando espaçamento diferente entre níveis adjacentes (MARIETHOZ; RUFER, 2002).

Este aumento de níveis de tensão é desejável, uma vez que o conversor rastreia o sinal de referência com degraus de tensão menores e consequentemente com menor conteúdo harmônico (RODRIGUEZ; JIH-SHENG LAI; FANG ZHENG PENG, 2002).

Por outro lado, a assimetria possibilita o uso de diferentes tecnologias de semicondutores de forma adequada, pois tecnologias disponíveis no mercado para tensões de bloqueio maiores são usados nas células que processam alta potência e comutam em baixa frequência com o intuito de diminuir as perdas. Ao contrário, semicondutores com tensões de bloqueio menores, que normalmente são mais rápidos e eficientes, são utilizados nas células de menor tensão que comutam em alta frequência e facilitam a filtragem de componentes harmônicas nas formas de onda de saída (MANJREKAR; STEIMER; LIPO, 2000). Isso aumenta a eficiência do conversor, mas às custas de perda de modularidade do sistema.

Com tal caraterística, conversores multiníveis assimétricos com uma única fonte CC têm sido objeto de estudo em vários trabalhos. Em (VAZQUEZ et al., 2009), um inversor multinível composto por duas células ponte completa em série, como apresentado na Figura 12, foi analisado variando o coeficiente de assimetria k relacionado ao valor das tensões sobre cada célula. O inversor é alimentado com uma fonte CC na célula principal, e a regulação de tensão no capacitor flutuante da célula auxiliar é realizada pela seleção dos estados redundantes do conversor em cascata, utilizando SVM. Nesse trabalho, a tensão sobre a célula principal vc1 é constante e a tensão sobre a célula auxiliar é controlada para ser vc2 = vc1/k. Desta forma o conversor apresenta uma razão de assimetria de 1:k.

Figura 11 – Combinações possíveis entre níveis de tensão com duas células três níveis para o caso simétrico 1:1 e assimétrico 1:3.

Fonte: Elaborada pelo autor.

(a) Conversor multinível em cascata simétrico 1:1. 5 níveis.

(b) Conversor multinível em cascata assimétrico 1:3. 9 níveis.

T ensões possíveis +1 +2 -1 -2 0 +1 +2 -1 -2 0 +3 +4 -4 -3 Célula i 0 1 2 Célula i 0 1 2 T ensões possíveis

Nesse trabalho, a célula auxiliar é alimentada por meio de capacitores flutuantes e, portanto, a mesma não processa potência média. Uma forma de assegurar o equilíbrio de tensão consiste em sintetizar os harmônicos que não possuem componente fundamental em comum com a corrente de fase e que estão associados com a potência não ativa, como foi exposto na seção anterior. No entanto, outro enfoque é abordado nesse trabalho, onde a célula auxiliar processa potência média nula mesmo com sínteses de uma componente fundamental sempre que tenha uma defasagem de 90° ou em quadratura com a corrente.

Deste modo a Figura 13(a) mostra uma inspeção das regiões de operação das células do conversor, sendo que os círculos representam a máxima componente fundamental de tensão sintetizada por cada célula do inversor. Nesse sentido, o interior do círculo maior está relacionado com o recurso que a célula principal tem disponível para sintetizar uma tensão sempre que seja menor ou igual que o raio vc1, enquanto que o círculo de raio menor vc2 relaciona a capacidade de síntese de uma componente fundamental na célula auxiliar. Logo, a região do círculo menor tende a diminuir com um incremento do coeficiente de assimetria k e a célula auxiliar perde capacidade de sintetizar uma componente fundamental de referência. Contudo, um incremento de k resulta em aumento do número de níveis de tensão nas formas de onda sintetizadas pelo conversor.

Figura 12 – Conversor multinível monofásico com uma única fonte CC (VAZQUEZ et al., 2009).

Fonte: Elaborada pelo autor.

Célula Auxiliar FB-1φ Célula Principal FB-1φ vc1 vc1 k k >1 + is vab a b + − C2 C1 − vc2 =