Síntese de harmônicos

Essa estratégia de regulação garante que as células alimentadas por fontes de tensão isoladas forneçam toda a potência ativa do conversor multinível, enquanto que as células em cascata alimentadas por capacitores flutuantes não contribuem com potência média para a carga. Nesse sentido, considerando que a corrente seja senoidal, a potência ativa processada em cada célula de uma mesma fase é proporcional à componente fundamental de suas respectivas tensões de saída.

Como exemplo, pode-se considerar que a célula principal gera uma forma de onda três níveis quase-quadrada com um ângulo de comutação calculado a priori para sintetizar a componente harmônica na frequência fundamental do sinal de referência que é definida por:

( ) sen( )

out m

v

∗

t =V ωt

(3)

Nessa ordem, a forma de onda três níveis sintetizada na saída da célula principal v1(t),

estará constituída por uma componente fundamental e uma parcela relacionada com as harmônicas de alta ordem, produto das comutações, como descrito a seguir:

( ) ( ) ( ) ( )

1

3,5,...

sen sen cos

m n n

n

v t V

ω

t a n t

ω

b n t

ω

=

= +

¦

ª_¬ + º_¼ (4)

Em que n é a ordem da harmônica. Por outro lado, o sinal modulante da célula auxiliar é obtido a partir da diferença entre o sinal de referência em (3) e a tensão sintetizada na saída da célula principal em (4). Esse sinal modulante contém todos os harmônicos de ordem superior que não possuem componente fundamental com a corrente e, consequentemente, estão associados com a potência não ativa do conversor que será processada pela célula auxiliar. O procedimento é mostrado a seguir:

( ) ( ) ( )

( ) ( )

2 1 3,5,...

sen cos

out n n n

v t v t v t

a n tω b n tω

∗ ∗ =

= −

§ ·

= −_¨ ª_¬ + º_¼¸

© ¦ ¹

⁽⁵⁾

Nesse ponto, é importante destacar que (5) descreve as componentes harmônicas geradas pela operação da célula principal com uma defasagem de 180ͼ (sinal negativo) que garante seu cancelamento harmônico nas tensões de fase, uma vez que são sintetizadas na célula auxiliar.

Sempre que a célula auxiliar não processe potência ativa, poderá ser alimentada por capacitores flutuantes e suas tensões nunca irão divergir dos seus valores nominais (SEPAHVAND et al., 2013). Assim, a potência média processada por cada célula pode ser encontrada considerando uma corrente i(t) = Imsen(ωt−θ), como segue:

( )

1

0,5

_{m m}

cos

p = ⋅V I θ

(6)

2

0

p =

(7)

em que θ representa o ângulo de defasagem entre a componente fundamental de tensão e a corrente na carga. Desta forma, a potência processada na célula auxiliar será nula. Contudo, na partida do conversor, durante distúrbios de carga ou devido aos tempos de subida e descida dos interruptores, a tensão CC nas células auxiliares pode desequilibrar e um método adicional de regulação é usualmente necessário. Assim, em (SEPAHVAND et al., 2013) é considerada uma defasagem entre o sinal de referência e a tensão sintetizada na saída da célula principal para o equilíbrio da tensão na célula auxiliar. Nesse caso, a potência média processada pela célula principal e pela célula auxiliar são dadas, respectivamente, por:

( )

1

0.5

_{m m}

cos

p = V I θ α−

(8)

( ) ( )

2 0.5 _{m m} cos cos p = V I ª_¬

θ

−

θ α

− º_¼ (9)

em que α é a defasagem entre a referência e a componente fundamental da forma de onda de tensão de três níveis na saída da célula principal. Assim, para α positivo, a potência média na célula auxiliar é negativa e o capacitor se carrega. Caso contrário, quando α é negativo, a potência média na célula auxiliar é positiva e o capacitor se descarrega. Deste modo, um controlador do tipo proporcional integral diminui o erro entre o sinal de referência e a tensão do capacitor a partir do controle do ângulo α.

Uma variante do mecanismo de regulação é apresentada em (SILVA et al., 2011b) para um conversor trifásico NPC alimentado por uma fonte CC e células em ponte completa conectadas em série em cada fase. Esse conversor utiliza o mesmo esquema de modulação descrito anteriormente e a regulação é realizada por uma malha de controle baseada no modelo de carga da célula auxiliar que força o processamento de potência média durante situações de desequilíbrio, como mostrado na Figura 10. Nessa estratégia, a tensão atual sobre

a célula auxiliar vaux é comparada com o valor de referência v*_aux e um sinal de erro é gerado na entrada de um controlador do tipo PI. A saída do controlador é multiplicada por um sinal em fase com a corrente, proveniente de algoritmos PLL, e adicionada ao sinal modulante da célula auxiliar v2^*, que possui todas as harmônicas de ordem superior, como descrito anteriormente. Nesse sentido, uma parcela de componente fundamental em fase, ou defasada de 180°, com a corrente é sintetizada nas células auxiliares para processar potência ativa positiva ou negativa e descarregar ou carregar o capacitor das células auxiliares, tal como seja necessário.

Assim, as estratégias de regulação de tensão das células auxiliares, sem importar o enfoque adotado, seja o caso de estados de comutação redundantes, o caso por modelo preditivo ou o por sínteses de harmônicos, cada esquema de regulação acaba afluindo para um processamento de potência não ativa sobre as células auxiliares a fim de manter a tensão em seu valor de referência. Contudo, durante condições de desequilíbrio o mecanismo de regulação deve ter a capacidade de forçar o processamento de potência ativa para retornar o valor de tensão a seu valor nominal.

Adicionalmente, existem configurações de valores de tensão, para a célula principal e células auxiliares em série, que podem ser analisadas a fim de aumentar o número de níveis com que é sintetizado um sinal de referência. O impacto destas configurações deve ser estudado detalhadamente, uma vez que dependendo da configuração adotada, esta pode reduzir a capacidade de sínteses de tensão na região linear das células auxiliares. Deste modo, a seguinte seção expõe algumas contribuições da literatura referentes a operação de conversores multiníveis com uma fonte CC com diferentes coeficientes de assimetria.

Figura 10 – Diagrama de blocos da estratégia de controle utilizada em (SILVA et al., 2011b), para uma fase do conversor.

Fonte: Elaborada pelo autor.

Σ ^Controle Σ PWM PI vaux*[k] vaux[k] X PLL v2*[k] cos(θ) ia[k] Sinais de Comando + - +₊

No documento Wilmar Armando Pineda Castiblanco (páginas 47-50)