Projeto e implementação de um driver para lâmpadas de LED empregadas em iluminação de interiores

(1)

UNIVERSIDADE TECNOL ÓGICA FEDERAL DO PARAN Á DEPARTAMENTO ACAD ÊMICO DE EL ÉTRICA

CURSO DE ENGENHARIA EL ´ETRICA

KLEBER CHAN BEKOSKI

PROJETO E IMPLEMENTAC

¸ ˜

AO DE UM DRIVER PARA

L ˆ

AMPADAS DE LED EMPREGADAS EM ILUMINAC

¸ ˜

AO

DE INTERIORES

TRABALHO DE CONCLUS ˜AO DE CURSO

PATO BRANCO 2016

(2)

KLEBER CHAN BEKOSKI

PROJETO E IMPLEMENTAC

¸ ˜

AO DE UM DRIVER PARA

L ˆ

AMPADAS DE LED EMPREGADAS EM ILUMINAC

¸ ˜

AO

DE INTERIORES

Trabalho de Conclus ão de Curso de graduaç ão, apresentado à disciplina de Trabalho de Conclus ão de Curso 2, do Curso de Engenharia El étrica do Departa-mento Acad êmico de El étrica - DAELE - da Universidade Tecnol ógica Federal do Pa-ran á - UTFPR, C âmpus Pato BPa-ranco, como requisito parcial para obtenç ão do t´ıtulo de Engenheiro Eletricista.

Orientador: Prof. Dr. Juliano de Pelegrini Lopes

Coorientador: Prof. Me. Marcelo Flavio Guepfrih

PATO BRANCO 2016

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TERMO DE APROVAC¸ ˜AO

O Trabalho de Conclus ão de Curso intituladoPROJETO E IMPLEMENTAÇ ÃO DE UM DRIVER PARA L ÂMPADAS DE LED EMPREGADAS EM ILUMINAÇ ÃO DE INTERIORES do acad êmico Kleber Chan Bekoski foi considerado APROVADO de acordo com a ata da banca examinadoraN◦ 120 de 2016.

Fizeram parte da banca examinadora os professores:

Prof. Dr. Juliano de Pelegrini Lopes

Prof. Me. Marcelo Flavio Guepfrih

Prof. Me. Everton Luiz de Aguiar

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AGRADECIMENTOS

Meus sinceros agradecimentos:

Ao professor Juliano de Pelegrini Lopes, pela orientaç ão exemplar, pelo empenho e dedicaç ão ao longo de todo o trabalho, e por acreditar no meu trabalho.

Ao professor Marcelo Flavio Guepfrif pela coorientaç ão, pelas contribuiç ões e dedicaç ão à este trabalho.

Aos professores Everton Luiz de Aguiar e Jean Patric da Costa por aceita-rem participar da banca e pelas contribuiç ões que colaboraram com a elaboraç ão da monografia.

Ao professor Diogo Ribeiro Vargas pelos conhecimentos t écnicos transmiti-dos e pelas contribuiç ões no desenvolvimento do prot ótipo.

Aos colegas do curso de Engenharia El ´etrica, pelo apoio, pela amizade e pelo incentivo.

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RESUMO

BEKOSKI, Kleber Chan.Projeto e implementaç ão de um driver para l âmpadas de LED empregadas em iluminaç ão de interiores. 2016. 63 f. Monografia (Graduaç ão em Engenharia El étrica) - Departamento Acad êmico de El étrica, Universidade Tec-nol ógica Federal do Paran á, Pato Branco, 2016.

Este trabalho destaca a import ância da utilizaç ão de meios de iluminaç ão artificial para o ser humano e apresenta a utilizaç ão de LEDs para esta finalidade. O trabalho destaca a necessidade de drivers para acionamento de LEDs e desenvolve o projeto de um driver para uma l âmpada de LEDs de baixa pot ência. Faz-se um estudo dos est ágios de retificaç ão, conversor CC-CC e malha de controle, e posteriormente apre-senta o projeto de cada uma das partes a serem implementadas. É utilizada a topolo-gia flyback dos conversores CC-CC e circuitos snubber s ão utilizados para preservar os semicondutores utilizados na implementaç ão. No projeto do indutor acoplado utili-zado no flyback destaca-se a import ância de reduç ão da dispers ão e como deve ser feito o enrolamento desse elemento. É feita a modelagem do flyback utilizando-se o modelo CA de pequenos sinais e projetado a partir do modelo um controlador PI para controle da corrente sobre os LEDs. S ão realizadas simulaç ão no software PSIM ,R do driver em malha aberta e em malha fechada, e s ão apresentados os resultados obtidos. E desenvolvido um prot ótipo para aquisiç ão de resultados experimentais,´ tamb ém em malha aberta e em malha fechada.

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ABSTRACT

BEKOSKI, Kleber Chan. Design and implementation of a driver for LED lamps used in indoor lighting. 2016. 63 f. Monograph (Degree in Electrical Engineering) -Academic Department of Electrical, Federal Technological University of Paran ´a, Paro Branco, 2016.

This work highlights the importance of the artificial lighting for humans and emphasi-zes the use of LEDs for this purpose. The author developed a driver for a low-power LED lamp showing the need for drivers to control this type of lamps. In brief, this work deals with the stage of the driver: the rectification stages, DC-DC converter and loop controls. Subsequently, the paper presents the design of each one of the stages, and later it shows the implementation process. This project used the flyback topology of DC-DC converters and snubber circuits to preserve the semiconductors used in the implementation. On the coupled inductor design used in this project, the importance of reducing the leakage inductance and how the winding should be done is displayed. The flyback modeling is made through the small signal AC model and is projected a PI current controller for the LEDs. The simulation of the driver are held on a simu-lation software named PSIM including the open loop and closed loop of the driver,R and the results of those simulation are presented. A prototype for the acquisition of experimental results is built, also open loop and closed loop.

(7)

LISTA DE FIGURAS

Figura 1: Classificac¸ ˜ao dos LEDs: (a) LEDs indicativos; (b) LEDs de alto

brilho; (c) LEDs de pot ˆencia . . . 15

Figura 2: Modelo el ´etrico aproximado do LED . . . 16

Figura 3: Comparaç ão do modelo real e aproximado da curva tens ão ver-sus corrente . . . 17

Figura 4: Diagrama de blocos de uma l ˆampada de LEDs alimentada pela rede . . . 18

Figura 5: Representac¸ ˜ao simplificada de um conversor CC-CC . . . 18

Figura 6: Modos de conduc¸ ˜ao: (a) Cont´ınuo. (b) Descont´ınuo. (c) Cr´ıtico 19 Figura 7: Conversor flyback . . . 19

Figura 8: Circuito equivalente do conversor flyback usando modelo de transformador que inclui a indut ância de magnetizaç ão . . . 20

Figura 9: Etapa 1 de operac¸ ˜ao do flyback em DCM . . . 21

Figura 12: Ponte retificadora onda completa com filtro capacitivo . . . 24

Figura 13: Tens ˜ao retificada e tens ˜ao na sa´ıda do retificador de onda com-pleta com filtro capacitivo . . . 25

Figura 14: N ´ucleo magn ´etico tipo EE . . . 27

Figura 15: Distribuiç ão das camadas dos enrolamentos do indutor acoplado 31 Figura 16: Tens ão Drain-Source do MOSFET . . . 32

Figura 17: Circuito snubber RCD . . . 32

Figura 18: Circuito de acionamento do MOSFET em malha aberta . . . 34

Figura 19: Rede de interruptores do flyback . . . 35

Figura 20: Modelo m ´edio do conversor flyback . . . 36

(8)

Figura 22: Modelo simplificado de pequenos sinais do conversor flyback . 40

Figura 23: Simulaç ão flyback e funç ão de transfer ência . . . 41

Figura 24: Corrente na carga simulado para perturbaç ão de +5 % na raz ão c´ıclica . . . 41

Figura 25: Corrente na carga simulado para perturbaç ão de -5 % na raz ão c´ıclica . . . 42

Figura 26: Controlador PI . . . 42

Figura 27: Circuito de realimentac¸ ˜ao . . . 44

Figura 28: Circuito snubber RC . . . 44

Figura 29: Circuito de pot ˆencia . . . 46

Figura 30: Circuito utilizado na simulac¸ ˜ao em malha aberta . . . 47

Figura 31: Simulaç ão em malha aberta. Corrente, tens ão e pot ência de sa´ıda em alta frequ ência . . . 47

Figura 32: Simulaç ão em malha aberta. Corrente, tens ão e pot ência de sa´ıda em baixa frequ ência . . . 48

Figura 33: Simulaç ão em malha aberta. Corrente nos enrolamentos prim ário e secund ário . . . 48

Figura 34: Simulaç ão em malha aberta. Esforços de tens ão no MOSFET e no Diodo . . . 49

Figura 35: Simulaç ão em malha aberta. Tens ão, corrente e pot ência de entrada do driver . . . 49

Figura 36: Circuito utilizado na simulac¸ ˜ao em malha fechada . . . 50

Figura 37: Simulaç ão em malha fechada. Corrente, tens ão e pot ência de sa´ıda em alta frequ ência . . . 50

Figura 38: Simulaç ão em malha fechada. Corrente, tens ão e pot ência de sa´ıda em baixa frequ ência . . . 51

Figura 39: Simulaç ão em malha fechada. Corrente nos enrolamentos prim ário e secund ário . . . 51

Figura 40: Simulaç ão em malha fechada. Esforços de tens ão no MOSFET e no Diodo . . . 52

Figura 41: Simulaç ão em malha fechada. Tens ão, corrente e pot ência de entrada do driver . . . 52

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Figura 42: Prot ´otipo . . . 53 Figura 43: Resultado em malha aberta. Raz ˜ao c´ıclica (CH 1 5 V/div)

-Escala de tempo: 10 µs/div . . . 54 Figura 44: Resultado em malha aberta. Tens ˜ao de sa´ıda (CH 1 - 5 V/div),

Corrente de sa´ıda (CH 2 - 200 mA/div) e Pot ˆencia de sa´ıda (CH M - 5 W/div) - Escala de tempo: 10 µs/div . . . 54 Figura 45: Resultado em malha aberta. Tens ˜ao de sa´ıda (CH 1 - 5 V/div),

Corrente de sa´ıda (CH 2 - 200 mA/div) e Pot ˆencia de sa´ıda (CH M - 5 W/div) - Escala de tempo: 4 ms/div . . . 55 Figura 46: Resultado em malha aberta. Corrente no prim ´ario (CH 2 - 200

mA/div) e Corrente no secund ´ario (CH 3 - 500mA/div) - Escala de tempo: 10 µs/div . . . 55 Figura 47: Resultado em malha aberta. Tens ˜ao no MOSFET (CH 1 - 50

V/div) - Escala de tempo: 4 µs/div . . . 56 Figura 48: Resultado em malha aberta. Tens ˜ao no diodo de sa´ıda (CH 1

-10 V/div) - Escala de tempo: 2 µs/div . . . 56 Figura 49: Resultado em malha aberta. Tens ˜ao de entrada (CH 1 - 50

V/div), Corrente de entrada (CH 2 - 500mA/div) e Pot ˆencia de entrada (CH M - 100 W/div) - Escala de tempo: 4 ms/div . . . . 57 Figura 50: Resultado em malha fechada. Raz ˜ao c´ıclica (CH 1 5 V/div)

-Escala de tempo: 10 µs/div . . . 57 Figura 51: Resultado em malha fechada. Tens ˜ao de sa´ıda (CH 1 - 5 V/div),

Corrente de sa´ıda (CH 2 - 200 mA/div) e Pot ˆencia de sa´ıda (CH M - 5 W/div) - Escala de tempo: 10 µs/div . . . 58 Figura 52: Resultado em malha fechada. Tens ˜ao de sa´ıda (CH 1 - 5 V/div),

Corrente de sa´ıda (CH 2 - 200 mA/div) e Pot ˆencia de sa´ıda (CH M - 5 W/div) - Escala de tempo: 4 ms/div . . . 58 Figura 53: Resultado em malha fechada. Corrente no prim ´ario (CH 2 - 200

mA/div) e Corrente no secund ´ario (CH 3 - 500mA/div) - Escala de tempo: 10 µs/div . . . 59 Figura 54: Resultado em malha fechada. Tens ˜ao no MOSFET (CH 1 - 50

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Figura 55: Resultado em malha fechada. Tens ˜ao no diodo de sa´ıda (CH 1 - 10 V/div) - Escala de tempo: 2 µs/div . . . 60 Figura 56: Resultado em malha fechada. Tens ˜ao de entrada (CH 1 - 50

V/div), Corrente de entrada (CH 2 - 500mA/div) e Pot ência de entrada (CH M - 100 W/div) - Escala de tempo: 4 ms/div . . . . 60 Figura 57: Resultado em malha fechada para variaç ão de carga. Tens ão

na carga (CH 1 - 5 V/div), Corrente na carga (CH 2 - 200mA/div) - Escala de tempo: 4 ms/div . . . 61

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LISTA DE S´IMBOLOS

Di Diodo ideal VLED Tens ˜ao do LED

VJ Tens ão de joelho do LED RD Resist ência din âmica do LED iLED Corrente do LED

Vi Tens ˜ao de entrada Vo Tens ˜ao de sa´ıda ii Corrente de entrada io Corrente de sa´ıda

tof f Tempo da chave fechada ton Tempo da chave aberta iL Corrente no indutor

T Per´ıodo da onda

LM Indut ância de magnetizaç ão S Chave interruptora

v1 Tens ão no enrolamento prim ário v2 Tens ão no enrolamento secund ário Do Diodo de sa´ıda

Co Capacitor de sa´ıda RL Carga resistiva

N1 Enrolamento prim ário N2 Enrolamento secund ário D Raz ão c´ıclica nominal D1 Duraç ão da segunda etapa VCA Tens ão RMS da rede f e Frequ ência da rede

f s Frequ ência de chaveamento Dmax Raz ão c´ıclica m áxima

η Rendimento

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∆VBU S Ondulaç ão da tens ão de barramento

∆iLED Ondulac¸ ˜ao de corrente nos LEDs

VBU Smax Tens ˜ao m ´axima no barramento CC

Vqd Queda de tens ˜ao no diodo

VBU Smin Tens ˜ao m´ınima no barramento CC

CBU S Capacitor de barramento ∆Vo Variaç ão de tens ão na caraga

Ae Area da seç ão transversal do n úcleo magn ético´ Aw Area da janela do n úcleo magn ético´

δ Entreferro

b Largura da janela h Altura da janela

a Dist ˆancia entre janelas d Profundidade do n ´ucleo

Kp Fator de utilizaç ão do prim ário Kw Fator de utilizaç ão da janela ∆B Variaç ão da densidade de fluxo Bmax Densidade de fluxo m áxima Jmax Densidade de corrente m áxima µo Permabilidade magn ética do ar µr Permeabilidade relativa do cobre ρcu Resistividade do cobre

AeAw Produto das ´areas Ae e Aw

Lt Comprimeto m ´edio de uma espira Ve Volume do n ´ucleo

i1pk Corrente de pico no enrolamento prim ´ario

i1ef Corrente eficaz no enrolamento prim ´ario

i2pk Corrente de pico no enrolamento secund ´ario

i2ef Corrente eficaz no enrolamento secund ´ario

Sc1 Area de seç ão transversal do condutor do enrolamento prim ário´ Sc2 Area de seç ão transversal do condutor do enrolamento secund ário´ δcu Profundidade de penetraç ão

Amax Area de seç ão transversal m áxima do condutor´ RN1 Resistencia do enrolamento prim ério

ρAW G26 Resistencia por cent´ımetro do fio AWG 26 RN2 Resistencia do enrolamento secund ´ario

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ρAW G22 Resistencia por cent´ımetro do fio AWG 22

PJ Perdas Joule

RN1 Resist ˆencia do enrolamento prim ´ario

RN2 Resist ˆencia do enrolamento secund ´ario

Awmin Area m´ınima da janela´

ScAW G26 iso Area de sec¸ ˜ao transversal com isolamento do fio 26 AWG´

ScAW G22 iso Area de sec¸ ˜ao transversal com isolamento do fio 22 AWG´

LLk1 Indut ância de disperç ão

Coss Capacit ˆancia de sa´ıda do MOSFET VDS Tens ˜ao entre Drain e Source

Vsn Tens ˜ao snubber Csn Capacitor snubber

∆Vsn Ondulaç ão de tens ão no capacitor snubber Rsn Resistor snubber

Psn Pot ˆencia snubber

L1 Indut ância do enrolamento prim ário L2 Indut ância do enrolamento secund ário d1 Raz ão ciclica

d2 Durac¸ ˜ao da etapa 2 Re Resistor equivalente

P Pot ˆencia

KP I Ganho do controlador PI

ZP I Frequ ˆencia do zero do controlador PI

e Erro

u Ac¸ ˜ao de controle

CD Capacit ˆancia parasita do diodo

LLk2 Indut ância de dispers ão do secund ário Csn2 Capacitor do snubber do diodo

Rsn2 Resistor do snubber do diodo

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SUM ´ARIO

1 INTRODUC¸ ˜AO . . . 13

1.1 OBJETIVO GERAL . . . 14

1.2 OBJETIVOS ESPEC´IFICOS . . . 14

2 FUNDAMENTAÇ ÃO TE ÓRICA . . . 15

2.1 DIODO EMISSOR DE LUZ . . . 15

2.1.1 Modelo El ´etrico do LED . . . 16

2.1.2 Acionamento de LEDs . . . 17

2.2 CONVERSOR CC-CC . . . 18

2.2.1 Conversor Flyback . . . 20

2.3 NORMAS PARA ACIONAMENTO DE DISPOSITIVOS DE ILUMINAC¸ ˜AO . . . 22

3 PROJETO DO DRIVER . . . 24

3.1 PROJETO DO RETIFICADOR . . . 24

3.2 PROJETO DO CONVERSOR FLYBACK . . . 26

3.3 PROJETO DO INDUTOR . . . 26

3.4 PROJETO DO SNUBBER . . . 31

3.5 PROJETO DO CIRCUITO DE ACIONAMENTO DO MOSFET . . . 33

3.6 MODELAGEM DO CONVERSOR . . . 34

3.7 PROJETO DO CONTROLADOR . . . 42

3.8 PROJETO DO SNUBBER DO DIODO DE SA´IDA . . . 44

4 AN ´ALISE DOS RESULTADOS . . . 46

4.1 RESULTADOS DE SIMULAC¸ ˜AO . . . 47

4.2 RESULTADOS EXPERIMENTAIS . . . 53

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1 INTRODUC¸ ˜AO

Com o dom´ınio de t écnicas de iluminaç ão artificial o ser humano pode ex-pandir o hor ário de produtividade, o que é fundamental para o desenvolvimento da economia, cultura e conhecimento cientifico (COSTA, 2006).

Os meios mais antigos de iluminaç ão utilizados pelo ser humano s ão as fogueiras, tochas e l âmpadas de óleo. Uma l âmpada a óleo b ásica necessita apenas de um recipiente para o óleo e um pedaço de planta fibrosa para o pavio. Com o passar dos anos as metodologias de iluminaç ão artificial foram se aprimorando, por ém a maior revoluç ão veio com o surgimento das l âmpadas incandescentes, patenteada pelo americano Thomas Alva Edison em 1879 (BOWERS, 1980).

Ao longo dos anos as fontes el étricas de iluminaç ão sempre estiveram em constante evoluç ão. Em 1938 surgiram as primeiras lampadas fluorescentes (BENDER, 2012). Essas que se popularizaram no Brasil ap ós a crise energ ética ocorrida em 2001 por se tratarem de l âmpadas mais eficientes e com maior vida útil em relaç ão as l âmpadas incandescentes (PINTO, 2008) (BRIOSCHI; LAMEGO; VIEIRA, 1998). Por outro

lado, uma tecnologia recente vem ganhando espaço por ser ainda mais eficiente e ter maior vida útil que as l âmpadas fluorescentes. Trata-se das l âmpadas com diodos emissores de luz, do ingl ês Light Emitting Diode (LED) (LUZ, 2013).

Os LEDs nem sempre foram utilizados para iluminaç ão. Inicialmente os LEDs eram utilizados apenas para sinalizaç ão, devido a sua baixa luminosidade (LUZ, 2013). No entanto, com a evoluç ão da tecnologia, surgiram os LEDs de alto brilho utilizados em iluminaç ão de pequenas áreas, tais como pain éis automotivos, visores de equipamentos eletr ônicos, lanternas, etc (PINTO, 2012).

Com tecnologia mais avançada que dos LEDs de alto brilho, os LEDs de pot ência s ão tend ências em aplicaç ões de iluminaç ão de alta pot ência devido a seu alto fluxo luminoso, alta efici ência e longa vida útil (QIU et al., 2015). Um exemplo é o LED OSRAM OSLON SSL 80, que possui vida útil de 50000 horas (OSRAM, 2015).

Os LEDs s ão dispositivos que operam com corrente cont´ınua. Por este motivo n ão é poss´ıvel conect á-los direto na rede el étrica e necessita-se de um circuito eletr ônico auxiliar de acionamento, tamb ém conhecido como driver (ABILUX, 2015).

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1.1 Objetivo Geral 14

Um driver é um dispositivo eletr ônico que converte a tens ão alternada em continua, e ad équa a tens ão e a corrente aos padr ões necess ários para o acionamento do LED (BAO; HU; BAO, 2011).

Embora os LEDs tenham longa vida útil, a utilizaç ão de drivers pode limitar a vida útil do conjunto, pois os drivers possuem menor vida útil do que os LEDs, espe-cialmente se utilizados capacitores eletrol´ıticos em sua construç ão (HUI et al., 2010). A utilizaç ão de capacitor de filme vem sendo abordada em trabalhos cient´ıficos como al-ternativa para se obter uma maior vida útil dos drivers para LEDs e consequentemente uma maior vida útil das l âmpadas de LED (ZHANG; NI; YU, 2013). A desvantagens deste tipo de capacitor é o custo mais elevado e maior volume se comparados com o capa-citor eletrol´ıtico (ZHANG; NI; YU, 2013).

1.1 OBJETIVO GERAL

O objetivo geral desse trabalho ´e projetar e implementar um driver para uma l ˆampada de LEDs de 15 W, utilizando um conversor CC-CC do tipo flyback operando em malha aberta e em malha fechada.

1.2 OBJETIVOS ESPEC´IFICOS

• Estudar as normas relacionadas aos dispositivos de iluminac¸ ˜ao;

• Projetar um conversor CC-CC para acionamento de uma l ˆampada de LEDs de 15 W;

• Projetar os elementos magn ´eticos do conversor;

• Projetar um circuito de acionamento de semicondutores de pot ˆencia; • Obter o modelo em malha fechada do conversor flyback ;

• Projetar um circuito de controle anal ógico para a corrente dos LEDs; • Obter os resultados de simulaç ão e experimentais da topologia.

(17)

15

2 FUNDAMENTAÇ ÃO TE ÓRICA

Este cap´ıtulo tem por objetivo contextualizar alguns t ópicos que s ão a base para o desenvolvimento desse trabalho de conclus ão de curso. Primeiramente, é feita uma abordagem do diodo emissor de luz (LED), bem como seu modelo el étrico e os meios de acionamento desse dispositivo. Na sequ ência é apresentado o conversor CC-CC flyback. Por fim, s ão apresentadas as normas vigentes para o acionamento de l âmpadas de LED.

2.1 DIODO EMISSOR DE LUZ

Os diodos emissores de luz, do ingl ês, Light Emitting Diode (LED), s ão se-micondutores distintos dos diodos convencionais por emitirem luz quando polarizados diretamente (LUZ, 2013). Por ser um dispositivo em estado s ólido e n ão necessitar

de vidro ou filamento em sua construç ão, o LED é extremamente resistente contra choques e vibraç ões (PECK; ASHBURNER; SCHRATZ, 2011).

Na d écada de 60, quando surgiram os primeiros LEDs, eles eram utilizados apenas de forma indicativa (Figura 1 (a)), mostrando se um estado estava ativo ou n ão, e at é hoje este tipo de LED é utilizado para fins de sinalizaç ão. No entanto, com a evoluç ão da tecnologia, surgiram os LEDs de alto brilho (Figura 1 (b)), que tornou poss´ıvel a iluminaç ão de pequenas áreas como visores de r ádio, pain éis automotivos, lanternas, etc (PINTO, 2012).

Figura 1: Classificaç ão dos LEDs: (a) LEDs indicativos; (b) LEDs de alto brilho; (c) LEDs de pot ência

Fonte: Adaptado de Pinto (2012).

(18)

2.1 Diodo Emissor de Luz 16

LEDs de pot ência (Figura 1 (c)), que devido ao maior fluxo luminoso expandem as aplicaç ões para sistemas de iluminaç ão de ambientes internos ou externos (LUZ, 2013).

Al ém de robustez a vibraç ões e elevado fluxo luminoso, os LEDs pos-suem longa vida útil e elevada efici ência luminosa em comparaç ão com outros ti-pos de l âmpadas, o que faz com que os LEDs sejam cada vez mais empregados na iluminaç ão em geral (QIU et al., 2015). A aus ência de metais pesados ou produ-tos qu´ımicos em sua construç ão faz com que os LEDs sejam menos nocivos ao meio ambiente (MAHADEOKAR; SARDESHMUKH, 2015).

2.1.1 MODELO EL ´ETRICO DO LED

Ao se projetar um circuito para o acionamento de LEDs o projetista pode utilizar o recurso de softwares de simulaç ão para analisar o comportamento do circuito antes mesmo da implementaç ão pr ática (PINTO, 2008). Para que a simulaç ão seja a mais pr óxima da realidade é importante utilizar um circuito equivalente que se apro-xime ao m áximo de um LED real. A Figura 2 apresenta um modelo aproximado do LED bastante utilizado (LIN; CHEN, 2009) (PINTO, 2012).

Di V_J RD

iLED VLED

+ −

Figura 2: Modelo el ´etrico aproximado do LED Fonte: Adaptado de Pinto (2012).

O modelo matem ´atico do LED ´e dado por:

VLED = VJ+ RD.iLED (1)

As grandezas da Equaç ão 1 s ão: VLED = Tens ão direta [V];

VJ = Tens ão de joelho do LED [V]; RD = Resist ência din âmica do LED [Ω];

(19)

2.1 Diodo Emissor de Luz 17

iLED = Corrente que circula atrav ´es do LED [A].

A Figura 3 apresenta uma comparaç ão entre o modelo real e o modelo aproximado do LED, a qual mostra a curva caracter´ıstica de tens ão direta versus cor-rente direta do LED. A curva real geralmente é fornecida pelo fabricando em folha de dados, e a curva aproximada pode ser obtida traçando-se, no ponto de operaç ão desejado, uma reta tangente à curva real (LIN; LEE; LIU, 2011).

800 700 600 500 400 300 200 100 0 0 1,0 2,0 3,0 4,0 5,0 Tensão direta [V] Corr ente dire ta [mA ] Real Aproximado

Figura 3: Comparaç ão do modelo real e aproximado da curva tens ão versus corrente

Fonte:Adaptado de FUTURLEC (2016).

Em uma an álise da curva caracter´ıstica de tens ão por corrente de um LED pode-se observar que uma pequena variaç ão no valor de tens ão sobre o LED causa uma grande variaç ão na corrente direta (SAUERLANDER et al., 2006). Outro fator que deve ser considerado é que a elevaç ão da temperatura resulta em uma reduç ão da tens ão de joelho, e com isso a corrente direta do LED aumenta, elevando a tempera-tura, e gerando um ciclo que pode levar a queima do LED (LUZ, 2013). Portanto uma

forma adequada de acionamento dos LEDs ´e utilizando uma malha de controle para manter constante a corrente sobre ele.

2.1.2 ACIONAMENTO DE LEDS

Por se tratar de dispositivos que operam com corrente cont´ınua, os LEDs n ão podem ser ligados diretamente na rede el étrica e para seu acionamento é ne-cess ário um circuito eletr ônico auxiliar, tamb ém conhecidos como driver (ABILUX, 2015).

A Figura 4 apresenta um diagrama de blocos de uma l âmpada de LEDs alimentada pela rede el étrica. A tens ão alternada da rede deve ser primeiramente retificada. Para isso é utilizado um retificador, que tem por objetivo converter a tens ão

(20)

2.2 Conversor CC-CC 18

alternada da rede em tens ão continua (HART, 2012). É necess ário ent ão um segundo conversor para regular a amplitude da tens ão retificada de forma a ser compat´ıvel com a tens ão de operaç ão do LED. Uma malha de controle é utilizada para minimizar as oscilaç ões de tens ão e corrente nos LEDs.

Rede Retificador Conversor

CC-CC LEDs

Controle

Figura 4: Diagrama de blocos de uma l ˆampada de LEDs alimentada pela rede Fonte: Autoria pr ´opria.

Dentre as metodologias empregadas para reduzir um n´ıvel de tens ão CC, a maneira mais simples é utilizar um resistor em s érie com o LED. Outra alternativa é a utilizaç ão de reguladores lineares, por ém a efici ência dos dois m étodos é baixa, principalmente se a diferença da tens ão for elevada (PINTO, 2008).

Como alternativa de maior efici ência para utilizaç ão em drivers para LED, t êm-se os conversores CC-CC. Estudos como Pinto (2012), Bender (2012) e Luz (2013), apontam que os conversores CC-CC s ão amplamente utilizados no aciona-mento de LEDs, especialmente por possu´ırem rendiaciona-mento elevado.

2.2 CONVERSOR CC-CC

Segundo Hart (2012, p. 197), ”os conversores CC-CC s ão circuitos que convertem uma tens ão CC para um diferente n´ıvel de tens ão CC fornecendo sempre uma sa´ıda regulada”.

Para Martins e Barbi (2006), o conversor CC-CC pode ser simplificada-mente representado pela Figura 5, na qual Vi representa a tens ˜ao de entrada e Vo a tens ˜ao de sa´ıda regulada.

Vi CONVERSOR Vo

CC-CC

ii io

Figura 5: Representac¸ ˜ao simplificada de um conversor CC-CC

(21)

Quanto ao modo de operaç ão, os conversores s ão classificados em tr ês modos: Modo de operaç ão cont´ınua, modo de operaç ão descontinua e modo de operaç ão critico.

O modo de operaç ão cont´ınua, do ingl ês Continuous Conduction Mode (CCM), é o modo em que a corrente no indutor é sempre positiva, ou seja, a energia armazenada no indutor nunca é nula. No modo de operaç ão descont´ınua , do ingl ês, Discontinuous Conduction Mode (DCM), a corrente no indutor permanece nula por um determinado tempo quando a chave esta aberta tof f. EO modo cr´ıtico de operaç ão, do ingl ês Boundary Conduction Mode (BCM), é o modo em que a corrente no indutor vai a zero no instante em que a chave volta a fechar ton. A Figura 6 apresenta os tr ês modos de operaç ão do conversor boost (MOHAN; UNDELAND; ROBBINS, 2003).

t iL T ton tof f (a) t iL T ton tof f (b) t iL T ton tof f (c)

Figura 6: Modos de conduc¸ ˜ao: (a) Cont´ınuo. (b) Descont´ınuo. (c) Cr´ıtico Fonte: Adaptado de Mohan, Undeland e Robbins (2003).

Outra classificaç ão dos conversores é quanto a isolaç ão el étrica. Os n ão isolados possuem ligaç ão el étrica entre a entrada e sa´ıda do conversor. É o caso dos conversores b ásicos como buck, boost e buck-boost. Os conversores CC-CC que n ão possuem ligaç ão el étrica entre a entrada e sa´ıda, s ão denominados conversores isolados. O forward e o flyback, mostrado na Figura 7, s ão exemplos de conversores isolados(BARBI, 2001).

Vi

+

− Vo

Figura 7: Conversor flyback Fonte: Adaptado de Hart (2012).

(22)

2.2.1 CONVERSOR FLYBACK

O conversor flyback apresenta caracter´ısticas tais como: baixo custo, de-vido ao circuito possuir poucos componentes; elevado rendimento; e isolamento el étrico entre entrada e sa´ıda. Quando operado em DCM, o flyback se torna f ácil de ser es-tabilizado, por apresentar um p ólo simples na funç ão de transfer ência e o tamanho do n úcleo é reduzido se comparado ao CCM (SCORTEGAGNA, 2015). Pelas raz ões

ex-postas, o conversor flyback, em DCM, ´e largamente empregado em baixas pot ˆencias (inferior a 100 W) (BARBI, 2001) (SCORTEGAGNA, 2015).

O conversor flyback armazena energia na indut ância de magnetizaç ão LM quando a chave est á fechada e transfere essa energia para a carga quando a chave est á aberta (SCORTEGAGNA, 2015). A Figura 8 apresenta o circuito equivalente do conversor flyback usando o modelo de transformador que inclui a indut ância de magnetizaç ão. Vi LM S + − v1 + − v2 Do Co RL + − Vo N1 N2

Figura 8: Circuito equivalente do conversor flyback usando modelo de transformador que inclui a indut ância de magnetizaç ão

Fonte: Adaptado de Hart (2012).

De acordo com Hart (2012), em regime permanente o funcionamento do flyback operando em DCM é descrito em tr ês etapas de operaç ão:

• Etapa 1: A chave S est á fechada, a tens ão da fonte é a da indut ância de magnetizaç ão LM, que armazena energia. Al ém disso, o diodo Do é reversa-mente polarizado e a corrente na carga é fornecida pelo capacitor de sa´ıda Co. A Figura 9 ilustra a etapa 1 de operaç ão do flyback em DCM.

• Etapa 2: Quando a chave abre, a corrente em LM n ão pode mudar instantane-amente, logo o caminho de conduç ão deve ser pelas espiras do transformador, e a energia armazenada na primeira etapa é transferida para o secund ário do transformador. O diodo Do agora é polarizado diretamente e a energia do

(23)

indu-2.2 Conversor CC-CC 21

tor alimenta a carga RL e carrega o capacitor de sa´ıda Co. A Figura 10 ilustra a segunda etapa de operac¸ ˜ao do flyback em DCM.

• Etapa 3: A chave S est á aberta e toda a energia armazenada na indut ância de magnetizaç ão LM foi transferida. O capacitor de sa´ıda Co fornece energia à carga. A Figura 11 ilustra a etapa 3 de operaç ão do flyback em DCM.

+ − v1 + − v2 Do N1 N2 Vi LM S Co RL + − Vo

Figura 9: Etapa 1 de operac¸ ˜ao do flyback em DCM Fonte: Adaptado de Hart (2012).

Vi S LM + − v1 + − v2 Do Co RL + − Vo N1 N2

+ − v1 + − v2 Do N1 N2 Vi LM S Co RL + − Vo

(24)

2.3 Normas para acionamento de dispositivos de iluminac¸ ˜ao 22

O ganho est ático do conversor flyback em DCM, é dado pelo balanço de tens ão no indutor, calculado atrav és da integral

1 T

Z T 0

v1(t)dt = 0 (2)

Resolvendo a integral a isolando os termos de interesse, obt ém-se a relaç ão da tens ão de entrada e tens ão de sa´ıda

Vo Vi = D D1 ·N1 N2 (3) Em que D representa a duraç ão da primeira etapa ou a raz ão c´ıclica no-minal de um conversor CC-CC, e D1 representa a duraç ão da segunda etapa. Para determinar D1, resolvendo pela corrente m édia no diodo de sa´ıda, obt êm-se:

D1 = N2 N1 ·r 2 · LM · f s RL (4) Substituindo a Equaç ão 4 na Equaç ão 3, é obtido o ganho est ático do con-versor flyback em DCM, dado por:

Vo Vi = D · s RL 2 · LM · f s (5)

2.3 NORMAS PARA ACIONAMENTO DE DISPOSITIVOS DE ILUMINAC¸ ˜AO

No Brasil a norma que estabelece procedimentos relativos à qualidade de energia el étrica é o m ódulo 8 dos Procedimentos de Distribuiç ão de Energia El étrica no Sistema El étrico Nacional (PRODIST), elaborado pela Ag ência Nacional de Energia El étrica (ANEEL). Contudo, a norma faz menç ão apenas a unidades consumidoras e n ão a equipamentos el étricos ou eletr ônicos (ANEEL, 2016).

Internacionalmente a norma IEC 61000-3-2 é aplic ável a dispositivos el étricos e eletr ônicos que tenham corrente de entrada inferior a 16 A. Esta norma refere-se às limitaç ões dos harm ônicos de corrente injetadas na rede p ública de alimentaç ão. Nesta norma os dispositivos de iluminaç ão est ão enquadrados na classe C, por ém os limites de harm ônicas injetadas na rede s ão estabelecidas apenas para dispositivos com pot ência ativa de entrada superior a 25 W. Para sistema com tens ão nominal inferior a 220 V a norma tamb ém n ão considera limites de conte údo

(25)

2.3 Normas para acionamento de dispositivos de iluminac¸ ˜ao 23

harm ˆonico (IEC, 2005).

Pelos par âmetros especificados para esse trabalho, para a l âmpada de LEDs desenvolvida n ão h á limitaç ões quanto aos indicativos de conte údo harm ônico de corrente ou fator de pot ência. Portanto n ão ser ão abordados nesse trabalho in-dicadores de fator de pot ência e harm ônicos injetados na rede, tamb ém n ão ser ão buscadas alternativas para correç ão desses indicadores.

(26)

24

3 PROJETO DO DRIVER

Para o projeto do driver s ão especificados alguns par âmetros, apresenta-dos na Tabela 1, como tens ão e frequ ência da rede, o rendimento de 90 % é um valor estimado, por ém t´ıpico para operaç ão de conversores CC-CC aplicados em baixas pot ências. A pot ência da l âmpada de LEDs é de 15 W e as ondulaç ões de tens ão de barramento e corrente na carga s ão de 10 % e 5 % respectivamente.

Tabela 1: Par ˆametros pra projeto do driver

Par ˆametro S´ımbolo Valor Unidade

Tens ˜ao RMS da rede VCA 127 V

Frequ ˆencia da rede f e 60 Hz

Frequ ˆencia de chaveamento f s 50 KHz

Raz ˜ao c´ıclica nominal D 0,35

Raz ˜ao c´ıclica m ´axima Dmax 0,4

Rendimento estimado do flyback η 90 %

Pot ˆencia entregue aos LEDs Po 15 W

Ondulaç ão da tens ão de barramento ∆VBU S 10 %

Ondulac¸ ˜ao da corrente na carga ∆iLED 5 %

Fonte: Autoria pr ´opria.

3.1 PROJETO DO RETIFICADOR

Para a entrada do flyback foi projetada uma ponte retificadora de onda com-pleta com filtro capacitivo, conforme Figura 12. O objetivo de um retificador ´e converter

D4 D1 D2 D3 CBU S VCA VBU S + −

Figura 12: Ponte retificadora onda completa com filtro capa-citivo

(27)

3.1 Projeto do Retificador 25

uma tens ˜ao CA em tens ˜ao CC, O retificador de onda completa tem a vantagem de ga-rantir na sa´ıda os dois semi ciclos da senoide de entrada, e o capacitor de filtro CBU S tem uma valor inferior se comparado com um retificador meia onda (HART, 2012).

Durante a primeira etapa de funcionamento a tens ão da fonte é positiva e os diodos D1 e D2 s ão polarizados diretamente, enquanto D3 e D4 est ão bloqueados. Na segunda etapa de funcionamento, a tens ão da fonte é negativa e os diodos que po-larizam diretamente s ão D3 e D4, enquanto D1 e D2 est ão bloqueados (BARBI, 1986). A Figura 13 mostra a forma de onda da tens ão retificada e a tens ão de sa´ıda com filtro. ωt VBU S ∆VBU S VBU Smax 0 π₂ π 3π 2 2π

Figura 13: Tens ˜ao retificada e tens ˜ao na sa´ıda do retificador de onda com-pleta com filtro capacitivo

Fonte: Adaptado de Hart (2012).

A m áxima tens ão do barramento CC VBU Smax é calculada pela m áxima

tens ˜ao da fonte de entrada menos a queda de tens ˜ao Vqd nos diodos do retificador, sendo:

VBU Smax =

√

2 · VCA− 2 · Vqd = 178, 21V (6) Em regime, a min´ıma tens ˜ao do barramento VBU Smin deve permanecer

den-tro da faixa de variaç ão ∆VBU S estabelecida na Tabela 1, calculada atrav és de:

VBU Smin = VBU Smax− VBU Smax · ∆VBU S = 160, 39V (7)

De acordo com Barbi (2001), o capacitor de barramento CBU S ´e calculado por: CBU S = Po/η f e · (V2 BU Smax− V 2 BU Smin) = 46, 25µF (8)

(28)

3.2 Projeto do Conversor Flyback 26

3.2 PROJETO DO CONVERSOR FLYBACK

Para projetar o flyback é necess ário conhecer quantos LEDs devem ser utilizados para atingir a pot ência estipulada de 15 W. Para isso é analisada a curva caracter´ıstica do LED apresentada na Figura 3. Da Figura 3 conclui-se que para um ponto de operaç ão em 600 mA, a tens ão direta é de 3,588 V, resultando em uma pot ência de 2,153 W para cada LED.

Utilizando 7 LEDs em s érie é suficiente para obter 15 W de pot ência, e a tens ão de sa´ıda Vo do flyback, ser á a soma da tens ão direta em cada LED, portanto, Vo =25,116 V.

Para o c álculo do capacitor de sa´ıda Co, é estipulada uma ondulaç ão na corrente de sa´ıda menor que 5 %. O capacitor é calculado com base na variaç ão de tens ão, e portanto é necess ário conhecer a variaç ão da tens ão com base na variaç ão da corrente dos LEDs dado por:

∆Vo = 7 · [RD· (iLED+ ∆iLED) + Vj − VLED] (9)

E o capacitor portante resulte em:

Co =

iLED· Dmax f s · ∆Vo

= 25, 017µF (10)

Para o c álculo da indut ância de magnetizaç ão é importante conhecer o modo de operaç ão do conversor, neste caso pelas raz ões apresentadas na seç ão 2.2.1 optou-se pelo DCM. A indut ância de magnetizaç ão do flyback, de acordo com (BARBI, 2001), é dimensionada por:

LM = V2 BU Smin· D 2 2 · Po· f s · η = 1, 882mH (11) 3.3 PROJETO DO INDUTOR

Segundo Barbi, Font e Alves (2002, p. 2), ”o sucesso na construç ão e no perfeito funcionamento de um conversor CC-CC est á intimamente ligado com um projeto adequado dos elementos magn éticos”.

Para operaç ão em alta frequ ência, os n úcleos de ferrite s ão os mais indi-cados, e t êm o objetivo de fornecer um caminho adequado para o fluxo magn ético. A

(29)

3.3 Projeto do Indutor 27

Figura 14 apresenta o n úcleo magn ético do tipo EE. A área de seç ão transversal do n úcleo Ae, a área da janela Aw e o entreferro δ s ão fatores importantes no projeto de indutores (BARBI; FONT; ALVES, 2002).

b δ 2 h a d Aw Ae

Figura 14: N ´ucleo magn ´etico tipo EE

Fonte: Adaptado de SCORTEGAGNA (2015).

Para o conversor flyback é utilizado um indutor acoplado, pois deve ter isolaç ão el étrica entre a entrada e a sa´ıda do conversor. O que difere de um transfor-mador convencional é o fato dele armazenar energia em uma etapa e fornecer essa energia armazenada em uma segunda etapa de funcionamento, enquanto no transfor-mador a energia no prim ário é instantaneamente transferida para o secund ário ( POMI-LIO, 2014).

A diferença f´ısica entre eles é a presença do entreferro no indutor aco-plado, onde teoricamente é armazenada a energia do indutor (SCORTEGAGNA, 2015). A Tabela 2 apresenta os par âmetros para o dimensionamento do indutor acoplado do conversor flyback.

Tabela 2: Par ˆametros para dimensionamento do indutor

Fator de utilizaç ão do prim ário Kp 0,5 Fator de utilizaç ão da janela Kw 0,4

Variac¸ ˜ao da densidade de fluxo ∆B 0,3 T

Densidade de fluxo m ´axima Bmax 0,3 T

Densidade de corrente m ´axima Jmax 350 A/cm2 Permeabilidade magn ´etica do ar µo 4π · 10-7 H/m Permeabilidade relativa do cobre µr 1

Resistividade do cobre ρcu 2,3 · 10-8 Ω·m

Fonte: Barbi, Font e Alves (2002).

Com os par âmetros definidos na Tabela 2, inicia-se o projeto f´ısico do indu-tor. De acordo com Barbi, Font e Alves (2002) o produto das áreas Ae e Aw é dado por:

(30)

3.3 Projeto do Indutor 28 AeAw = Po· √ Dmax ∆B · f s · Kp· Kw· Jmax· η = 0, 101cm4 (12)

Por meio de consulta ao cat álogo do fabricante de n úcleos de ferrite para in-dutores THORNTON (2016), foi selecionado o n úcleo NEE-25/10/6, e seus par âmetros s ão apresentados na Tabela 3.

Tabela 3: Par ˆametros do n ´ucleo de ferrite NEE-25/10/6

´

Area do entreferro Ae 0,3929 cm2

´

Area da janela Aw 0,8547 cm2

Comprimento m ´edio de uma espira Lt 5,2000 cm

Volume do n ´ucleo Ve 1,9354 cm2

Dist ˆancia entre janelas a 6,2500 mm

Largura da janela b 6,4750 mm

Altura da janela h 13,200 mm

Profundidade do n ´ucleo d 6,2500 mm

Fonte: THORNTON (2016).

Definidos os par âmetros do n úcleo a ser utilizado, na Equaç ão 13 é calcu-lada a distancia do entreferro.

δ = 2 · µo· Po B2

max· Ae· f s · η

= 0, 238mm (13)

O n úmero de espiras dos enrolamentos prim ário e secund ário s ão dados respectivamente por: N1 = Dmax· VBU Smin Ae· Bmax· f s = 109 espiras (14) N2 = N1· (Vo+ Vqd) · (1 − Dmax) VBU Smax · Dmax = 24 espiras (15)

Com o n ´umero de espiras definido, resta saber a bitola do condutor a ser utilizado, para isso deve ser calculada previamente a corrente eficaz em cada enrola-mento do indutor acoplado.

Sendo a corrente eficaz e a corrente de pico do enrolamento prim ´ario dadas respectivamente por:

i1pk =

2 · Po VBU Smin· Dmax· η

(31)

i1ef = i1pk ·

r Dmax

3 = 0, 191A (17)

A corrente de pico no enrolamento prim ário refletida no enrolamento se-cund ário, resulta na corrente de pico no enrolamento sese-cund ário

i2pk = i1pk·

N1 N2

= 2, 399A (18)

e a corrente eficaz no enrolamento secund ário é calculada pela equaç ão:

i2ef = i2pk ·

r

1 − Dmax

3 = 0, 72A (19)

A relaç ão da corrente eficaz pela m áxima densidade de corrente define a bitola dos condutores. Portanto a área de seç ão transversal do condutor do enrola-mento prim ário e a área de seç ão transversal do condutor do enrolaenrola-mento secund ário, s ão dados respectivamente por:

Sc1 = i1ef Jmax = 0.000545cm2 (20) Sc2 = i2ef Jmax = 0.003065cm2 (21)

Quando utilizados condutores percorridos por correntes em elevadas frequ ências, deve ser levado em consideraç ão o efeito pelicular, do ingl ês skin effect,

`

A medida em que a frequ ência aumenta, a corrente el étrica tende a circular mais pela superf´ıcie externa do que pelo centro de sua seç ão transversal do condutor (BARBI; FONT; ALVES, 2002) (SCORTEGAGNA, 2015).

Para condutores de cobre, a profundidade de penetraç ão da corrente é

δcu=

r _ρ

cu π · µr· µo· f s

= 0, 0340cm (22)

e a área de seç ão transversal m áxima para esse projeto deve ser inferior ao valor de:

Amax = π · δcu2 = 0, 0037cm2 (23) Portanto, para o enrolamento prim ário é selecionado o fio esmaltado AWG 26, e para o enrolamento secund ário é selecionado o fio esmaltado AWG 22. Ambos os fios possuem área de seç ão transversal inferior a Amax, e n ão h á necessidade

(32)

de usar mais de um condutor em paralelo por enrolamento. Os par ˆametros dos fios selecionados s ˜ao apresentados na Tabela 4.

Tabela 4: Par ˆametros dos fios esmaltados

Enrolamento

Par âmetro Prim ário Secund ário Unidade

Condutor 26 22 AWG

Di ˆametro do cobre 0,040 0,064 cm

Di ˆametro com isolamento 0,046 0,071 cm

´

Area do cobre 0,001287 0,003255 cm2

´

Area com isolamento 0,001671 0,004013 cm2

Resist ˆencia por cent´ımetro 20o_C _0,001339 _0,000530 _Ω/cm

Fonte: Barbi (2001).

As perdas Joule do indutor acoplado podem ser estimadas sabendo a cor-rente eficaz e a resist ência de cada enrolamento. A resist ência dos enrolamentos prim ário e secund ário s ão dados respectivamente por:

RN1 = N1· Lt· ρAW G26 = 0, 759Ω (24)

RN2 = N2· Lt· ρAW G22 = 0, 066Ω (25)

As perdas Joule total do indutor acoplado s ˜ao:

PJ = RN1· i

2

1ef + RN2 · i

2

2ef = 0, 104W (26)

Ap ós serem definidos o tipo de n úcleo, entreferro, n úmero de condutores e n úmero de voltas por enrolamento, é verificada a possibilidade de execuç ão do indu-tor acoplado. Para acondicionar os enrolamentos calculados é necess ária uma área m´ınima da janela, superior à:

Awmin =

N1· ScAW G26 iso+ N2· ScAW G22 iso

Kw

= 0, 696cm2 (27)

Onde:

ScAW G26 iso = Área de seç ão transversal com isolamento do fio 26 AWG;

ScAW G22 iso = Área de seç ão transversal com isolamento do fio 22 AWG.

Como a Awmin é inferior a Aw, significa que é poss´ıvel realizar a construç ão

(33)

3.4 Projeto do Snubber 31

entre os enrolamentos, existe na pr ática uma indut ância de dispers ão indesej ável para o circuito, ocasionando principalmente, picos de tens ão nos semicondutores nos ins-tantes da comutaç ão (MOHAN; UNDELAND; ROBBINS, 2003).

Algumas t écnicas s ão utilizadas na hora de enrolar o indutor para minimizar a dispers ão, tais como: utilizaç ão de toda a extens ão do carretel para acondicionar os enrolamentos e particionamento e intercalaç ão entre os enrolamentos no interior da janela. Na Figura 15 é apresentada a distribuiç ão das camadas utilizadas no indutor acoplado utilizado nesse trabalho (MOHAN; UNDELAND; ROBBINS, 2003).

N1 3 N2 2 N1 3 N2 2 N1 3

Figura 15: Distribuic¸ ˜ao das camadas dos enrolamentos do indutor acoplado Fonte: Adaptado de Mohan, Undeland e Robbins (2003).

De acordo com Mohan, Undeland e Robbins (2003), a indut ância de dis-pers ão pode ser estimada atrav és da equaç ão:

LLk1 ≈

µo· N12· 9 · a · b

3 · p2_{· h} = 8, 582µH (28)

Em que p representa o n úmero de interfaces entre seç ões do enrolamento. Por mais que a dispers ão do indutor acoplado n ão possa ser eliminada, ainda h á alternativas para amenizar seu efeito indesejado de sobretens ão na chave nos instantes de comutaç ão. Uma alternativa é a utilizaç ão de snubber. O objetivo do snubber é fixar a tens ão de pico para que n ão ultrapasse o limite suportado pela chave (KOO, 2006).

3.4 PROJETO DO SNUBBER

Em conversores flyback utilizando MOSFET como chave, nos instantes de deligamento do MOSFET surgem picos de tens ˜ao entre os terminais Drain e Source,

(34)

3.4 Projeto do Snubber 32

devido a resson ância entre a indut ância de dispers ão LLk1 do indutor acoplado e a capacit ância de sa´ıda Cossdo MOSFET (KOO, 2006).

A Figura 16, apresenta a forma de onda da tens ão entre os terminais Drain e Source (VDS), do MOSFET. Destaca tamb ém a resson âncias entre LLk1 e Coss, e a resson ância entre LM e Coss, que surge na terceira etapa de funcionamento do flyback.

t VDS VBU S Vsn ton tof f Vo N1 N2

resson ˆancia entre LLk1e Coss

resson ˆancia entre LM e Coss

Figura 16: Tens ˜ao Drain-Source do MOSFET Fonte: Adaptado de Koo (2006).

Existem diferentes tipo de snubber, tais como: snubber RCD, snubber n ão dissipativo LC e snubber regenerativo. O mais simples deles é o snubber RCD, mos-trado na Figura 17. A desvantagem do snubber RCD é que ele reduz o rendimento do conversor, por consumir pot ência ativa (SCORTEGAGNA, 2015).

LLk1 Dsn Csn Rsn ... Coss ... ... ... N1 N2

Figura 17: Circuito snubber RCD Fonte: Adaptado de Koo (2006).

(35)

3.5 Projeto do circuito de acionamento do MOSFET 33

seja de 300 V e a ondulaç ão de tens ão no capacitor snubber Csn, ∆Vsn = 10 %. De acordo com Koo (2006), o resistor snubber Rsn e o capacitor snubber Csns ão calculados respectivamente por:

Rsn= 2 · V_sn2 LLk1· i21pk· Vsn Vsn− Vo· N1 N2 · f s = 45, 193KΩ (29) Csn= V2 sn ∆Vsn· Vsn· Rsn· f s = 4, 425µF (30)

A pot ˆencia dissipada no snubber RCD ´e:

Psn= V2

sn Rsn

= 0, 403W (31)

3.5 PROJETO DO CIRCUITO DE ACIONAMENTO DO MOSFET

Para o acionamento do MOSFET em malha aberta, é utilizado o circuito integrado (CI), SG3524 da fabricante Texas Instruments. Esse CI é um gerador de PWM e pode ser alimentado com tens ão entre 8 e 40 volts (INSTRUMENTS, 2015).

De acordo com o fabricante, a frequ ência do PWM é determinada pela relaç ão

f s = 1, 3

RT · CT (32)

Fixando o capacitor CT igual a 10 nF e isolando RT na Equaç ão 32, encontra-se o valor do resistor RT igual à:

RT = 1, 3

CT · f s = 2, 6KΩ (33)

O pino 16 (VREF) do SG3524, fornece uma tens ão regulada de 5 V para corrente at é 50 mA, e dispensa a necessidade de outra fonte de alimentaç ão externa de 5 V para tens ões de refer ência.

A tens ão no pino 2 (+IN), determina a raz ão c´ıclica do PWM de sa´ıda, e varia de 0 a 100 %, para tens ão entre 1 e 3,5 V. Para ajustar a raz ão c´ıclica nominal de 35 %, é utilizado um potenci ômetro.

(36)

3.6 Modelagem do conversor 34

comutaç ão, é utilizado um arranjo totem-pole, por ter baixa imped ância de sa´ıda e capacidade de drenar e fornecer correntes relativamente grandes (KIRSTEN, 2011). A Figura 18 apresenta o circuito de acionamento do MOSFET em malha aberta.

Modulador Totem-pole 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 SG352 4 3 1 2 VR1 R1 R2 CT RT Q2 Q3 R4 R3 R5 D1 Q4 15V 15V PWM

Figura 18: Circuito de acionamento do MOSFET em malha aberta Fonte: Autoria pr ´opria.

Na Tabela 5 s ˜ao apresentados os valores dos componentes utilizados no circuito de acionamento do MOSFET em malha aberta da Figura 18.

Tabela 5: Valor dos componentes do circuito de aciona-mento do MOSFET

Componente Valor Componente Valor

VR1 10 KΩ R4 100 Ω RT 2,6 KΩ R5 15 Ω CT 10 nF Q1 BC337 R1 1,8 KΩ Q2 BC337 R2 100 Ω Q3 BC327 R3 1 KΩ D1 1N4148

3.6 MODELAGEM DO CONVERSOR

Analisando a equaç ão do ganho est ático do conversor é poss´ıvel observar que todos os par âmetros do conversor podem ser considerados constantes, e conse-quentemente, para uma variaç ão da tens ão de entrada, a tens ão de sa´ıda tamb ém sofre variaç ão de forma a manter o equil´ıbrio da equaç ão (PADILHA, 2011).

Quando é desejado que algum par âmetro de sa´ıda permaneça constante, seja tens ão ou corrente, mesmo para variaç ão na tens ão de entrada do conversor, se faz necess ário a utilizaç ão de um sistema de controle que atue sobre algum dos par âmetros de forma a compensar as perturbaç ões da tens ão de entrada.

(37)

Para projetar um controlador para o driver, é necess ária uma funç ão de transfer ência que represente as caracter´ısticas din âmicas do conversor. Para que seja obtida essa funç ão de transfer ência é feita a modelagem do conversor (BARBI, 2015).

Para representar o flyback é utilizado o modelo CA de pequenos sinais, que é baseado na metodologia do modelo m édio de interruptor, a qual consiste em substi-tuir os interruptores controlados e n ão controlados do circuito por fontes dependentes de tens ão e corrente (ERICKSON; MAKSIMOVI Ć, 2001). A Figura 19 apresenta o conver-sor flyback com a rede de interruptores, sendo L1 a indut ância pr ópria do enrolamento prim ário e L2 a indut ância pr ópria do enrolamento secund ário.

Rede de interruptores VBU S S L1 Co Do L2 _D i VJ RLED N1 N2 Vo − + v1 + − v2 − + i1 i2

Figura 19: Rede de interruptores do flyback Fonte: Adaptado de Luz (2013).

O segundo passo do m étodo consiste em calcular o valor m édio das formas de onda nos terminais de acesso 1 e 2 (ERICKSON; MAKSIMOVI Ć, 2001). Visto que a tens ão m édia no indutor é igual a zero, as tens ões m édias nos terminais 1 e 2 podem ser expressas respectivamente por:

hv1(t)iT s = hVBU S(t)iT s (34)

hv2(t)iT s = hVo(t)iT s (35) A corrente m ´edia no terminal 1 ´e calculada a partir de:

hi1(t)iT s =

ipk· d1(t)

2 (36)

Onde ipk ´e dado por:

ipk =

hv1(t)iT s· d1(t) · T s L1

(38)

Sendo d1(t)o valor da raz ão c´ıclica. Substituindo a Equaç ão 37 na Equaç ão 36, é dada a corrente m édia no terminal de acesso 1:

hi1(t)iT s=

hv1(t)iT s· d21(t) · T s 2 · L1

(38) O valor m ´edio da corrente no terminal de acesso 2, ´e definida por:

hi2(t)iT s =

ipk· d2(t)

2 (39)

Onde a duraç ão da etapa 2 d2(t), é dado pelo balanço de tens ão em L1, mostrado dado por:

d2(t) = d1(t) · hv1(t)iT s· N2 N1 hv2(t)iT s (40) Portanto hi2(t)iT s ´e dado por:

hi2(t)iT s = hv1(t)i2T s· d21(t) · T s · N2 N1 2 hv2(t)iT s· 2 · L2 (41) A corrente no terminal de acesso 1 é proporcional a tens ão aplicada no terminal, ou seja, a entrada se comporta como uma resist ência equivalente Re. J á o terminal de sa´ıda da rede de interruptores se comporta como uma fonte de pot ência, equivalente a pot ência que seria consumida por Re(ERICKSON; MAKSIMOVI Ć, 2001). A Figura 20 mostra o circuito do modelo m édio do conversor flyback.

hP (t)i hVBU S(t)i Re(d) L1 Co L2 _D i VJ RLED N1 N2 hVo(t)i − + hv1(t)i + − hv2(t)i − + hi1(t)i hi2(t)i

Figura 20: Modelo m ´edio do conversor flyback Fonte: Adaptado de Luz (2013).

O valor de Re e da pot ência de sa´ıda da rede de interruptores s ão dados respectivamente pelas relaç ões:

(39)

3.6 Modelagem do conversor 37 Re(d1) = hv1(t)iT s hi1(t)iT s = 2 · L1 d2 1(t) · T s (42)

hP (t)iT s = hv2(t)iT s· hi2(t)iT s =

hVBU Si2T s Re(d1)

(43) Para obter o modelo CA de pequenos sinais é necess ário que o modelo m édio seja perturbado e linearizado, visto que o modelo m édio obtido é valido para grandes sinais, por ém o modelo n ão é linear. S ão aplicadas as seguintes perturbaç ões nos sinais do modelo m édio:

hv1(t)iT s= V1+ ˆv1(t) hi1(t)iT s = I1+ ˆi1(t) hv2(t)iT s= V2+ ˆv2(t) hi2(t)iT s = I2+ ˆi2(t) d(t) = D + ˆd(t) (44)

Considerando a corrente de entrada como uma funç ão da tens ão de en-trada, tens ão de sa´ıda e raz ão c´ıclica, conforme:

hi1(t)iT s =

hv1(t)iT s Re(d1)

= f1(hv1(t)iT s, hv2(t)iT s, d(t)) (45) Tomando a s érie de Taylor da Equaç ão 45 em torno de um ponto de operaç ão (V1, V2, D), e desconsiderando os termos de ordem superior obt ém-se:

I1+ ˆi1(t) = f1(V1, V2, D) + ˆv1(t) · ∂f1(V1, V2, D) ∂v1 v1=V1 + ˆ v2(t) · ∂f1(V1, V2, D) ∂v2 _v 2=V2 + ˆd(t) · ∂f1(V1, V2, D) ∂d _d=D (46)

Da Equac¸ ˜ao 46, extrai-se o termo CC e o termo CA de pequenos sinais, dados respectivamente por:

I1 = f1(V1, V2, D) = V1 Re(D) (47) ˆi1(t) = ˆv1(t) · 1 r1 + ˆv2(t) · g1+ ˆd(t) · j1 (48)

(40)

Onde, g1, 1/r1 e j1 s ão representados respectivamente pelas relaç ões:

g1 = ∂f1(V1, V2, D) ∂v2 v2=V2 = 0 (49) 1 r1 = ∂f1(V1, V2, D) ∂v1 _v 1=V1 = 1 Re(D) (50) j1 = ∂f1(V1, V2, D) ∂d d=D = V1· D · T s L1 (51) Utilizando a mesma l ógica aplicada para corrente de entrada, agora para a corrente de sa´ıda. Pode-se considerar a corrente de sa´ıda como uma funç ão da tens ão de entrada, tens ão de sa´ıda e raz ão c´ıclica, de acordo com:

hi2(t)iT s =

hv1(t)i2T s hv2(t)i · Re(d1)

= f2(hv1(t)iT s, hv2(t)iT s, d(t)) (52) Tomando a s érie de Taylor da Equaç ão 52 em torno de um ponto de operaç ão (V1, V2, D), e desconsiderando os termos de ordem superior obt ém-se:

I2+ ˆi2(t) = f2(V1, V2, D) + ˆv1(t) · ∂f2(V1, V2, D) ∂v1 _v 1=V1 + ˆ v2(t) · ∂f2(V1, V2, D) ∂v2 v2=V2 + ˆd(t) · ∂f2(V1, V2, D) ∂d d=D (53)

Da Equac¸ ˜ao 53, extrai-se o termo CC e o termo CA de pequenos sinais, dados respectivamente por:

I2 = f2(V1, V2, D) = V2 1 V2· Re(D) (54) ˆi2(t) = ˆv1(t) · g2+ ˆv2(t) · 1 r2 + ˆd(t) · j2 (55)

Onde, g2, 1/r2 e j2 s ão representados respectivamente pelas relaç ões:

g2 = ∂f1(V1, V2, D) ∂v2 v2=V2 = 2 · V1 V2 · Re(D) (56) 1 r2 = ∂f1(V1, V2, D) ∂v1 v1=V1 = − V 2 1 V2 2 · Re(D) (57)

(41)

3.6 Modelagem do conversor 39 j2 = ∂f1(V1, V2, D) ∂d d=D = V 2 1 · D · T s V2· L1 (58)

A partir das equaç ões obtidas pode-se obter um circuito equivalente de pequenos sinais do conversor flyback, o que torna poss´ıvel a aplicaç ão de t écnicas de an álise de circuitos para determinar as funç ões de transfer ência do sistema. A Figura 21 apresenta o modelo de pequenos sinais do conversor flyback.

VBU S L1 r1 + − v1 _j₁_dˆ g1vˆ2 Di VJ RLED L2 r2 j2dˆ g2vˆ1 Co N1 N2 v2 − + Vo − + i1 iCo iLED i2

Figura 21: Modelo de pequenos sinais do conversor flyback Fonte: Autoria pr ´opria.

O circuito do modelo de pequenos sinais do conversor flyback possui dois elementos reativos (indutor acoplado e capacitor de sa´ıda), e as funç ões de trans-fer ência obtida a partir desse circuito possuem dois polos. Por ém, o conversor nesse trabalho opera em DCM, o que faz com que a din âmica relacionada ao indutor es-teja em elevada frequ ência, pr óximo da frequ ência de chaveamento. Dessa forma, a din âmica do indutor acoplado pode ser desprezada e as funç ões de transfer ência do modelo simplificado de pequenos sinais apresentam apenas um polo (ERICKSON; MAKSIMOVI Ć, 2001).

Outra simplificaç ão, para obtenç ão das funç ões de transfer ência, é que a tens ão de joelho do LED é fixa, e n ão sofre perturbaç ões. Dessa forma, a fonte de tens ão VJ pode ser desprezada no modelo simplificado de pequenos sinais (BENDER, 2012).

O modelo simplificado de pequenos sinais do conversor flyback ´e apresen-tado na Figura 22.

Para encontrar a funç ão de transfer ência que relacione o comportamento da corrente de sa´ıda com a variaç ão da raz ão c´ıclica. Pode-se observar na Figura 22 que a perturbaç ão na corrente de sa´ıda do circuito é igual a soma da perturbaç ão na corrente do capacitor de sa´ıda com a perturbaç ão na corrente dos LEDs.

(42)

3.6 Modelagem do conversor 40 VBU S r1 + − v1 j₁dˆ g1vˆ2 Di RLED r2 j2dˆ g2vˆ1 Co v2 − + Vo − + i1 iCo iLED i2

Figura 22: Modelo simplificado de pequenos sinais do conversor flyback Fonte: Autoria pr ´opria.

î2(t) = îc(t) + îLED(t) (59) Que pode ser expandida, obtendo-se:

ˆ v1(t) · g2+ ˆv2(t) · 1 r2 + ˆd(t) · j2 = Co· dˆv2(t) dt + Vo RLED (60) Aplicando transformada de Laplace na Equaç ão 60, considerando que n ão existe perturbaç ão na tens ão de barramento obt ém-se:

ˆ vo(s) · 1 r2 + ˆd(s) · j2 = s · Co· ˆvo(s) + ˆ vo(s) RLED (61) Isolando a relaç ão entre as vari áveis de interesse, obt ém-se a funç ão de transfer ência que relaciona a perturbaç ão da tens ão sobre os LEDs com a raz ão c´ıclica (GVoD(s)), dada por:

GVo D(s) = ˆ vo(s) ˆ d(s) = V2 1 V2· Co· L1· f s s + 1 RLED· Co + V 2 1 · D2 2 · V2 2 · Co· L1· f s (62)

A funç ão de transfer ência que relaciona a corrente nos LEDs com a raz ão c´ıclica (GiLED D(s)), é obtida pela divis ão da Equaç ão 62 pela resist ência RLED,

con-forme mostrado pela relac¸ ˜ao:

GiLED D(s) = ˆiLED(s) ˆ d(s) = V₁2 V2· Co· L1· f s · RLED s + 1 RLED· Co + V 2 1 · D2 2 · V2 2 · Co· L1· f s (63)

(43)

Para validar a funç ão de transfer ência obtida na Equaç ão 63 é feita a simulaç ão do circuito do conversor flyback, juntamente com a funç ão de transfer ência GiLED D(s). A Figura 23 apresenta o circuito utilizado para simulaç ão no software

PSIM .R

Figura 23: Simulaç ão flyback e funç ão de transfer ência Fonte: Autoria pr ópria.

Na Figura 24 é apresentado o resultado da simulaç ão para a corrente de sa´ıda. Nessa simulaç ão o sistema é perturbado em 5 % na raz ão c´ıclica, no tempo de 2,5 ms. 0.002 0.003 0.004 Time (s) 0.5 0.55 0.6 0.65 0.7 I(LED) i_LED_mod

Figura 24: Corrente na carga simulado para perturbaç ão de +5 % na raz ão c´ıclica

A Figura 25 apresenta a comparaç ão do modelo de pequenos sinais com a simulaç ão do conversor considerando uma perturbaç ão de -5 % na raz ão c´ıclica no tempo de 2,5 ms.

(44)

3.7 Projeto do controlador 42 0.002 0.003 0.004 Time (s) 0.5 0.55 0.6 0.65 0.7 I(LED) i_LED_mod

Figura 25: Corrente na carga simulado para perturbaç ão de -5 % na raz ão c´ıclica

Fonte:Autoria pr ´opria.

Com base nos resultados obtidos na Figura 24 e Figura 25, é poss´ıvel ob-servar que a corrente de sa´ıda do modelo obtido est á em concord ância com a resposta do circuito simulado, tanto para perturbaç ão positiva como negativa, o que torna v álida a utilizaç ão do modelo.

3.7 PROJETO DO CONTROLADOR

Substituindo os valores das vari áveis da Equaç ão 63, obt ém-se a funç ão de transfer ência representada por:

GiLED D(s) =

20920

s + 7353 (64)

Para garantir erro nulo em regime permanente para corrente nos LEDs pode-se utilizar um controlador do tipo Proporcional Integral (PI). A simplicidade do circuito para implementaç ão de forma anal ógica tamb ém colaborou para a escolha dessa topologia. A Figura 26 apresenta a topologia do PI.

− + R7 C2 R6 e u Figura 26: Controlador PI Fonte: Adaptado de Nise (2012).

(45)

3.7 Projeto do controlador 43

A funç ão de transfer ência do PI é:

C(s) = KP I ·

(s + ZP I)

s (65)

Onde KP I representa o ganho, e ZP I representa a frequ ˆencia do zero do controlador PI.

O controle deve atuar de forma a compensar as ondulaç ões de baixa frequ ência da tens ão do barramento CC (120 Hz).

Para determinar os valores de KP I e ZP I, utilizou-se a ferramenta SISOtool, do software MatLab . É especificado um controlador do tipo PI para a função deR transfer ência da Equaç ão 64 e a frequ ência do zero do PI é ajustada uma d écada acima da ondulaç ão de baixa frequ ência da tens ão do barramento CC, a funç ão de transfer ência resultante é:

C(s) = 0, 55007 · s + 7539

s (66)

O circuito de realimentaç ão utilizado é apresentado na Figura 27. A mediç ão de corrente nos LEDs é realizada atrav és de um resistor RS ligado em s érie com os LEDs. No subtrator 1 é obtido a diferença de tens ão sobre RS, no subtrator 2 é calculado o erro (e), seguido do controlador PI. Devido a tens ão de entrada do SG3524 ser limitada em 5 V, para limitar a aç ão de controle (u) dentro dessa faixa de tens ão, utilizou-se um divisor resistivo (R8 e R9). Os componentes utilizados no circuito da Figura 27 s ão apresentados na Tabela 6.

Tabela 6: Valor dos componentes do circuito de realimentac¸ ˜ao

Componente Valor Componente Valor

R1 1,8 KΩ RS 1,7 Ω R2 = R4 100 Ω RT 2,6 KΩ R3 1 KΩ CT 10 nF R5 15 Ω C2 100 nF R6 2,2 KΩ D1 1N4148 R7 1,3 KΩ Q1 = Q2 BC337 R8 = R10 = R11 = R12 = R13 100 KΩ Q3 BC327 R9 33 KΩ VREF 1,02 V R14 = R15 = R16 = R17 10 KΩ

(46)

3.8 Projeto do Snubber do Diodo de Sa´ıda 44 Modulador Totem-pole 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 SG352 4

Subtrator 1 Subtrator 2 Controlador PI

R1 R2 CT RT Q2 Q3 R4 R3 R5 D1 Q4 R17 R15 R14 R16 R13 R12 R10 R11 R6 R7 C2 RS 15V 15V PWM PI R9 R8 V_REF PI

Figura 27: Circuito de realimentaç ão Fonte: Autoria pr ópria.

3.8 PROJETO DO SNUBBER DO DIODO DE SA´IDA

De forma semelhante ao que acontece no MOSFET, a indut ância de dis-pers ão no secund ário do indutor acoplado causa picos de tens ão no diodo de sa´ıda nos instantes de comutaç ão do MOSFET. Isso é causado pela resson ância entre a

LLk2 ... ... ... Do ... CD Rsn2 Csn2 N1 N2

Figura 28: Circuito snubber RC Fonte: Adaptado de Fairchild (2012).

(47)

3.8 Projeto do Snubber do Diodo de Sa´ıda 45

capacit ância parasita do diodo (CD) e a indut ância de dispers ão do secund ário (LLk2). Para reduzir essas oscilaç ões pode-se utilizar um snubber RC, como o da Figura 28 (FAIRCHILD, 2012)

De acordo com Fairchild (2012) o capacitor do snubber do diodo (Csn2) deve ter um valor de duas a tr ês vezes maior que o capacitor parasita do diodo (CD). Para esse trabalho é utilizado o diodo r ápido PR1501, que tem capacit ância parasita CD = 25pF (DIODES, 2003). Portanto Csn2 e o resistor do snubber do diodo (Rsn2) s ão dados respectivamente por:

Csn2 = 3 · CD = 75pF (67)

Rsn2 =

r LLk2 CD

= 82Ω (68)

A indut ância de dispers ão do secund ário (LLk2) é obtida por meio de mediç ão e vale 0, 5µH.

(48)

46

4 AN ´ALISE DOS RESULTADOS

O presente Cap´ıtulo apresenta os principais resultados do driver projetado no Cap´ıtulo 3. Inicialmente ser ão apresentados os resultados de simulaç ão no soft-ware PSIM e posteriormente os resultados experimentais obtidos serão mostrados.R Para os dois casos s ão apresentados resultados em malha aberta e malha fechada do driver. A Figura 29 apresenta um resumo do circuito de pot ência do driver.

Dsn Csn Rsn CBU S LM D4 D1 D2 D3 VCA S Do RS Co LEDs ... Rsn2 Csn2 N1 N2

Figura 29: Circuito de pot ˆencia Fonte: Autoria pr ´opria.

Como nem todos os componentes calculados no Capitulo 3 s ão valores de componentes comerciais, para esses componentes s ão utilizados valores pr óximos e os mesmo valores s ão utilizados na simulaç ão para uma melhor comparaç ão com a realidade. A Tabela 7 apresenta os semicondutores utilizados e um resumo dos componentes projetados juntamente com o valor utilizado no circuito de pot ência.

Tabela 7: Valor dos componentes do circuito de pot ˆencia

Componente Valor Componente Valor

Projeto Utilizado D1 1N4007 CBU S 46, 25µF 2 × 22µF D2 1N4007 Rsn 45, 19KΩ 47KΩ D3 1N4007 Csn 4, 43nF 4, 7nF D4 1N4007 LM 1, 882mH 1, 872mH Dsn PR1505 N1 109 109 Dsn2 PR1505 N2 24 24 S IRF740 Rsn2 82Ω 82Ω RS 1, 7Ω Csn2 75pF 82pF LEDs 7 LEDs Co 25, 02µF 22µF

(49)

4.1 Resultados de simulac¸ ˜ao 47

4.1 RESULTADOS DE SIMULAC¸ ˜AO

Para simulaç ão do circuito em malha aberta montou-se o circuito no PSIM conforme a Figura 30. São considerados para essa simulação as dispersõesR do indutor acoplado, a resist ência dos enrolamentos, a capacit ância do MOSFET e a capacit ância do diodo.

Figura 30: Circuito utilizado na simulaç ão em malha aberta Fonte: Autoria pr ópria.

Na Figura 31 s ão apresentado os par âmetros de sa´ıda do driver. O valor m édio da corrente de sa´ıda é igual a 598 mA e a ondulaç ão igual a 38 ma. A tens ão m édia é igual a 26,12 V e a pot ência igual a 15,64W. Nota-se uma tens ão de sa´ıda acima da especificada no projeto (25,12 V) e consequentemente a pot ência temb ém

´e maior, devido a n ˜ao ter considerado o resistor RS na fase do projeto.

17 17.02 17.04 17.06 17.08 17.1 0.58 0.6 0.62 Io [A] 17 17.02 17.04 17.06 17.08 17.1 26 26.2 26.4 Vo [V] 17 17.02 17.04 17.06 17.08 17.1 15 15.5 16 Po [W] Tempo [ms]

Figura 31: Simulaç ão em malha aberta. Corrente, tens ão e pot ência de sa´ıda em alta frequ ência

(50)

oscilaç ões da baixa frequ ência da rede se refletem na sa´ıda do driver. A Figura 32 apresenta os par âmetros de corrente, tens ão e pot ência em baixa frequ ência. Em valores m édios a corrente é igual a 611 mA, a tens ão igual a 26,2 V e a pot ência igual a 16 W. 20 25 30 35 40 45 50 0.5 0.6 0.7 Io [A] 20 25 30 35 40 45 50 25 26 27 Vo [V] 20 25 30 35 40 45 50 15 20 Po [W] Tempo [ms]

Figura 32: Simulaç ão em malha aberta. Corrente, tens ão e pot ência de sa´ıda em baixa frequ ência

Na Figura 33 s ão apresentadas as correntes nos enrolamentos do indutor. A corrente no prim ário (I1) tem valor m édio igual a 124 mA, com pico de 647 mA. A m édia da corrente no secund ário (I2) é igual a 595 mA, com pico de 2,53 A.

17 17.02 17.04 17.06 17.08 17.1 −0.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 Corrente [A] Tempo [ms] I1 I2

Figura 33: Simulaç ão em malha aberta. Corrente nos enrolamentos prim ário e secund ário

Os esforços de tens ão no MOSFET (S) e no diodo (Do) s ão apresentados na Figura 34. A tens ão de pico entre os pinos Drain e Source de S é igual a 303 V,

(51)

valor abaixo dos 400 V suportado por esse componente. No diodo a tens ˜ao de pico ´e igual a 62 V, valor bem abaixo dos 400 V que o componente suporta.

17 17.01 17.02 17.03 17.04 17.05 0 100 200 300 Vs [V] 17 17.01 17.02 17.03 17.04 17.05 0 20 40 60 VDo [V] Tempo [ms]

Figura 34: Simulaç ão em malha aberta. Esforços de tens ão no MOSFET e no Diodo

Os par âmetros de entrada da simulaç ão em malha aberta s ão apresenta-dos na Figura 35. A tens ão da rede é igual a 127 V, e a corrente m édia igual a 4,4 µA com pico de 1,96 A. A pot ência de entrada para este caso é igual a 20 W, resultando em um rendimento igual a 80 %, abaixo do estipulado no projeto que era 90 %. Esse decr éscimo no rendimento em relaç ão ao valor estimado é devido aos circuitos adici-onais de snubber, os quais dissipam parte da pot ência de entrada, reduzindo portanto o rendimento do driver. 20 25 30 35 40 45 50 −200 0 200 Vi [V] 20 25 30 35 40 45 50 −2 0 2 Ii [V] 20 25 30 35 40 45 50 0 100 200 300 Pi [W] Tempo [ms]

Figura 35: Simulaç ão em malha aberta. Tens ão, corrente e pot ência de entrada do driver