DESENVOLVIMENTO DE ALGORITMOS DE SINCRONISMO E ESTIMAC ¸ ˜ AO DE CANAL NO GNU

UNIVERSIDADE PRESBITERIANA MACKENZIE PROGRAMA DE P ´ OS-GRADUAC ¸ ˜ AO EM ENGENHARIA EL´ ETRICA E COMPUTAC ¸ ˜ AO

THIAGO MONTANARO SAPIA

DESENVOLVIMENTO DE ALGORITMOS DE SINCRONISMO E ESTIMAC ¸ ˜ AO DE CANAL NO GNU

RADIO COMPANION PARA O SISTEMA ISDB-T

S˜ ao Paulo

2017

UNIVERSIDADE PRESBITERIANA MACKENZIE PROGRAMA DE P ´ OS-GRADUAC ¸ ˜ AO EM ENGENHARIA EL´ ETRICA E COMPUTAC ¸ ˜ AO

Thiago Montanaro Sapia

Desenvolvimento de algoritmos de sincronismo e estima¸ c˜ ao de canal no GNU Radio Companion para o sistema ISDB-T

Disserta¸c˜ ao de Mestrado apresentada ao Programa de P´ os-Gradua¸c˜ ao em Engenharia El´ etrica e Computa¸c˜ ao da Universidade Presbi- teriana Mackenzie, como requisito parcial para obten¸c˜ ao do t´ıtulo de Mestre em Engenharia El´ etrica.

Orientador: Professor Dr. Cristiano Akamine

S˜ ao Paulo

2017

S241d Sapia, Thiago Montanaro

Desenvolvimento de algoritmos de sincronismo e estimação de canal no GNU radio companion para o sistema ISDB-T. / Thiago Montanaro Sapia - 2017.

62f.: il., 30 cm

Dissertação (Mestrado em Engenharia Elétrica e Computação) – Universidade Presbiteriana Mackenzie, São Paulo, 2017.

Orientadores: Prof. Dr. Cristiano Akamine Bibliografia: f. 49-51

1. ISDB-T . 2. SDR . 3. Rádio definido por software . 4. GNU rádio. Título.

CDD 621.38807

AGRADECIMENTOS

Meus pais Percio e Val´ eria, e ` a minha irm˜ a Isabella, por todo carinho e apoio. Sem vocˆ es eu n˜ ao teria chegado at´ e aqui.

Laborat´ orio de TV Digital da Universidade Presbiteriana Mackenzie pela concess˜ ao da minha bolsa de estudos.

Universidade Presbiteriana Mackenzie por ter permitido que realizasse meus estudos e experiˆ encias em suas dependˆ encias.

Conselho Nacional de Desenvolvimento Cient´ıfico e Tecnol´ ogico (CNPq)

Laborat´ orio de TV Digital por ter me cedido espa¸co e equipamentos, sem os quais seria imposs´ıvel realizar o trabalho aqui descrito.

Programa de P´ os-Gradua¸c˜ ao em Engenharia El´ etrica e Computa¸c˜ ao da Universidade Presbiteriana Mackenzie por ter me dado a oportunidade de estudar e a todos os profes- sores que compartilharam seus conhecimentos comigo.

Professor Doutor Cristiano Akamine pela paciˆ encia, dedica¸c˜ ao, conselhos e sugest˜ oes triviais para o desenvolvimento desse trabalho.

Todos os colegas que fazem, ou fizeram, parte do Laborat´ orio de Televis˜ ao Digital da

Universidade Presbiteriana Mackenzie e que me ajudaram na realiza¸c˜ ao deste trabalho.

RESUMO

Este trabalho apresenta uma descri¸c˜ ao sobre o Sistema Brasileiro de TV Digital (SBTVD) e Software Defined Radio (SDR). O objetivo deste trabalho ´ e implementar um estimador de canal e est´ agios de sincronismo para receber sinais ISDB-T

via RF. Com isso, sendo poss´ıvel a an´ alise das constela¸c˜ oes dos sinais recebidos. Para tal, foram utilizados con- ceitos de SDR e as linguagens de programa¸c˜ ao C++ e Python. Por meio da ferramenta aberta GNU Radio, foram realizadas implementa¸c˜ oes de sincronismo no tempo, frequˆ encia (inteira e fracion´ aria) e de quadro OFDM. Al´ em disso, um estimador de canal foi imple- mentado. Simula¸c˜ oes computacionais foram realizadas para verificar o funcionamento das implementa¸c˜ oes.

Palavras-chave: ISDB-T, SDR, r´ adio definido por software, GNU Radio.

ABSTRACT

This essay presents theoretical concepts of the Brazilian Digital TV System (SBTVD) and Software Defined Radio (SDR). The purpose of this essay is to implement timing syn- chronization stages and a channel estimator to enable ISDB-T

reception via RF. Thus, enabling the analysis of the constellations of the received signals. To achieve this goal, it was used SDR concepts and the C++ and Python programming languages. Through the use of the GNU Radio tool, time, frequency and OFDM frame synchronization were implemented. Besides that, a channel estimator was also implemented Computer simula- tions were carried out to verify the performance of the implementations.

Key words: ISDB-T, SDR , software defined radio, GNU Radio.

Lista de Figuras

1 Padr˜ oes de TV digital pelo mundo. . . . 2

2 Acesso ` a internet no Brasil. . . . . 3

3 Transmiss˜ ao do ISDB-T

. . . . 7

4 Codifica¸c˜ ao de canal do ISDB-T

. . . . 8

5 Espectro com BST-OFDM. . . . . 10

6 Entrela¸cador de frequˆ encia. . . . . 12

7 Zero padding. . . . 13

8 Inser¸c˜ ao do intervalo de guarda. . . . 14

9 Estrutura de um SDR. . . . 15

10 Placa USRP B210. . . . 16

11 Demodula¸c˜ ao em quadratura (chip AD9361). . . . 17

12 Exemplo de fluxograma criado no GNU Radio. . . . 19

13 Espectro do canal 60 (TV Mackenzie/SP). . . . 20

14 Diagrama de sincronismo. . . . 21

15 Autocorrela¸c˜ ao para sincronismo temporal. . . . 22

16 Flow graph para o teste de remo¸c˜ ao de zeros e sincronismo temporal . . . . 29

17 Constela¸c˜ ao do sinal ap´ os FFT. . . . 30

18 Zeros no dom´ınio do tempo. . . . 30

19 Valores de autocorrela¸c˜ oes realizadas. . . . 31

20 Constela¸c˜ ao do sinal ISDB-T sem sincronismo temporal. . . . 32

21 Constela¸c˜ ao do sinal ISDB-T ap´ os sincronismo temporal. . . . 32

22 Flow graph para os testes de detec¸c˜ ao de erros fracion´ arios . . . . 33

23 Valores de MER em fun¸c˜ ao de erro fracion´ ario com varia¸c˜ ao senoidal de 1 Hz: (a)Erro fracion´ ario gerado e detectado; (b) MER para sistema com e sem realimenta¸c˜ ao . . . . 34

24 Valores de MER em fun¸c˜ ao de erro fracion´ ario com varia¸c˜ ao de onda qua- drada de 1 Hz: (a)Erro fracion´ ario gerado e detectado; (b) MER para sistema com e sem realimenta¸c˜ ao . . . . 34

25 Valores de MER em fun¸c˜ ao de erro fracion´ ario com varia¸c˜ ao de onda dente de serra de 0.25 Hz: (a)Erro fracion´ ario gerado e detectado; (b) MER para sistema com e sem realimenta¸c˜ ao . . . . 35

26 Valores de MER em fun¸c˜ ao de erro fracion´ ario com varia¸c˜ ao senoidal de 2

Hz: (a)Erro fracion´ ario gerado e detectado; (b) MER para sistema com e

sem realimenta¸c˜ ao . . . . 36

27 Valores de MER em fun¸c˜ ao de erro fracion´ ario com varia¸c˜ ao senoidal de 5 Hz: (a)Erro fracion´ ario gerado e detectado; (b) MER para sistema com e

sem realimenta¸c˜ ao . . . . 36

28 Valores de MER em fun¸c˜ ao de erro fracion´ ario com varia¸c˜ ao senoidal de 10 Hz: (a)Erro fracion´ ario gerado e detectado; (b) MER para sistema com e sem realimenta¸c˜ ao . . . . 37

29 Valores de MER em fun¸c˜ ao de erro fracion´ ario constante (Sem realimenta¸c˜ ao) 38 30 Valores de MER em fun¸c˜ ao de erro fracion´ ario constante (Com realimenta¸c˜ ao direta) . . . . 38

31 Valores de MER em fun¸c˜ ao de erro fracion´ ario constante (Com realimenta¸c˜ ao controlada por PID) . . . . 39

32 Flow graph para os testes de detec¸c˜ ao de erros inteiros de frequˆ encia. . . . 40

33 Valores correla¸c˜ ao cruzada (sem erro inteiro de frequˆ encia). . . . 40

34 Valores da correla¸c˜ ao cruzada (com erro inteiro de frequˆ encia). . . . 41

35 Valor do erro de frequˆ encia (1200 Hz) . . . . 41

36 Constela¸c˜ ao de um sinal ISDB-T com erro inteiro de frequˆ encia. . . . 42

37 Bits demodulados da TMCC . . . . 42

38 Flow graph para os testes de estima¸c˜ ao de canal. . . . 43

39 Rela¸c˜ ao E/D para diferentes estimadores de canal. . . . 44

40 Curva de MER em fun¸c˜ ao do SNR. . . . 45

41 Rela¸c˜ ao E/D com todos os blocos interligados sem ru´ıdo branco e com

ru´ıdo branco. . . . 46

LISTA DE ABREVIATURAS E SIGLAS

16 − QAM 16 Quadrature Amplitude Modulation 64 − QAM 64 Quadrature Amplitude Modulation AV C Advanced Television System Committee AV C Advanced Video Coding

AGC Automatic Gain Control

AC Auxiliary Channel

BP SK Binary Phase Shift Keying

BST − OF DM Band Segmented Transmission - Orthogonal Frequency Division Multiplexing

BT S Broadcast Transport Stream

DBP SK Diferential Binary Phase Shift Keying DQP SK Diferential Quadrature Phase Shift Keying DT M B Digital Terrestrial Multimedia Broadcast DV B − T Digital Video Broadcasting - Terrestrial F F T Fast Fourier Transform

F P GA Field Programmable Gate Array F IR Finite Impulse Response

F EC Forward Error Correction F I Frequˆ encia Intermedi´ aria

GRC GNU Radio Companion

HDT V High Definition Television

HE − AAC High Eficiency Advanced Audio Coding

ISDB − T Integrated Services Digital Broadcasting Terrestrial

ISDB − T

Integrated Services Digital Broadcasting Terrestrial - Version B ICI Inter-Carrier Interference

ISI Intersymbol Interference

IG Intervalo de Guarda

LT E Long Term Evolution

M F N Multi-Frequency Network QP SK Quadrature Phase Shifting Key RF R´ adio Frequˆ encia

RS Reed Solomon

SP Scattered Pilots

SBT V D Sistema Brasileiro de TV Digital SDR Software Defined Radio

SDT V Standard Definition Television T I Time Interleaver

T M CC Transmission and Multiplexing Configuration Control T S Transport Stream

T SP Transport Stream Packet U SB Universal Serial Bus

U SRP Universal Software Radio Peripheral

Sum´ ario

1 INTRODUC ¸ ˜ AO 1

1.1 Objetivo . . . . 3

1.2 Justificativa . . . . 3

1.3 Metodologia . . . . 4

1.4 Estrutura e organiza¸c˜ ao do trabalho . . . . 5

2 SISTEMA BRASILEIRO DE TELEVIS ˜ AO DIGITAL 6 2.1 Transmiss˜ ao do Sistema ISDB-T

. . . . 7

2.2 Codifica¸c˜ ao de Canal . . . . 7

2.2.1 Codificador Externo . . . . 8

2.2.2 Separador de camadas . . . . 8

2.2.3 Dispersor de energia . . . . 9

2.2.4 Ajuste de Atraso . . . . 9

2.2.5 Entrela¸cador de byte . . . . 9

2.2.6 Codificador Convolucional . . . . 9

2.2.7 Entrela¸cador de bit . . . . 10

2.2.8 Mapeamento . . . . 10

2.2.9 Combinador de camadas . . . . 11

2.2.10 Entrela¸cador de tempo . . . . 11

2.2.11 Entrela¸cador de frequˆ encia . . . . 11

2.2.12 Estrutura de quadro OFDM e IFFT . . . . 12

2.2.13 Intervalo de guarda . . . . 13

3 DESENVOLVIMENTO DO PROJETO 15 3.1 Software Defined Radio (SDR) . . . . 15

3.2 GNU Radio . . . . 17

3.3 Demodulador ISDB-T no GRC . . . . 20

3.3.1 Desenvolvimento dos blocos . . . . 21

3.3.2 Sincronismo temporal . . . . 22

3.3.3 Sincronismo de frequˆ encia . . . . 24

3.3.4 Sincronismo de quadro OFDM . . . . 25

3.3.5 Estima¸c˜ ao de canal assistida por pilotos . . . . 27

4 Resultados 29

5 CONCLUS ˜ AO 47

5.1 Artigos publicados . . . . 48 5.2 Trabalhos futuros . . . . 48

REFERˆ ENCIAS BIBLIOGR ´ AFICAS 49

1 INTRODUC ¸ ˜ AO

Em 31 de outubro de 1963, no Brasil, os servi¸cos de radiodifus˜ ao foram regulamenta- dos. Esses servi¸cos s˜ ao gratuitos para a popula¸c˜ ao e englobam as transmiss˜ oes de ´ audio (r´ adio) e de ´ audio e v´ıdeo (televis˜ ao). A finalidade desses servi¸cos ´ e transmitir conte´ udos educativos e culturais, sendo permitido a explora¸c˜ ao comercial dos mesmos (BRASIL, 1963).

Um dos servi¸cos de radiodifus˜ ao mais utilizados no dia-a-dia pelos brasileiros ´ e a televis˜ ao. Com o advento da TV digital os conte´ udos passaram a ser transmitidos com alta qualidade de ´ audio e v´ıdeo, assim melhorando a experiˆ encia do telespectador.

O padr˜ ao de TV digital utilizado no Brasil ´ e baseado no Integrated Services Digital Broadcasting Terrestrial (ISDB-T), sistema de radiodifus˜ ao terrestre criado pelo Jap˜ ao e inaugurado em 2003. No Brasil foram feitas algumas modifica¸c˜ oes nesse sistema, assim criando a vers˜ ao chamada Integrated Services Digital Broadcasting Terrestrial - Version B (ISDB-T

) (AKAMINE, 2011).

O ISDB-T

foi, e est´ a sendo adotado por diversos pa´ıses. Na Figura 1 pode ser

observada a distribui¸c˜ ao de pa´ıses e seus respectivos padr˜ oes adotados. Al´ em do ISDB-

T/ISDB-T

, tamb´ em existem os padr˜ oes Digital Video Broadcasting Terrestrial (DVB-

T)/DVB-T2, Advanced Television System Committee (ATSC) e Digital Terrestrial Mul-

timedia Broadcast (DTMB).

Figura 1 – Padr˜ oes de TV digital pelo mundo.

ISDB-T

DVB-T ATSC DTMB

Fonte: Adaptado de DIBEG (2015).

Al´ em da radiodifus˜ ao, outras tecnologias tamb´ em s˜ ao muito utilizadas pelos brasilei-

ros, como a internet e os telefones celulares. Entretanto, a demanda por maior velocidade

e qualidade desses servi¸cos cresce de maneira acelerada. Segundo o Instituto Brasileiro de

Geografia e Estat´ıstica,IBGE (2015), em 2013, estimou-se que 49,4% da popula¸c˜ ao tinha

acesso ` a internet, enquanto em 2005 esse valor era de 20,9%. Al´ em disso, os domic´ılios

com acesso ` a internet por meio de telefones celulares e tablets era de 53,6% e 17,2%. Em

2011, domic´ılios com acesso ` a internet por meio de microcomputadores era de 46,5%. En-

tretanto, em 2013, houve uma retra¸c˜ ao, para 45,3%. Isso mostra que outros dispositivos

tamb´ em est˜ ao sendo utilizados para o acesso ` a internet. Esses dados podem ser melhor

observados na Figura 2.

Figura 2 – Acesso ` a internet no Brasil.

0,00%

10,00%

20,00%

30,00%

40,00%

50,00%

60,00%

População com acesso à internet

Domicílios com acesso à internet por meio de telefones celulares e

tablets

Domicílios com acesso à internet por meio de microcomputadores

2005 2011 2013

Fonte: Adaptado IBGE (2015).

Portanto, ´ e necess´ ario espa¸co no espectro para que essas tecnologias possam transmitir seus sinais. Autoridades reguladoras do espectro est˜ ao reivindicando faixas de frequˆ encia do espectro para que sejam leiloadas, assim satisfazendo a demanda das novas tecnologias.

Com o r´ apido crescimento dessas tecnologias e a demanda de espectro, a televis˜ ao digital vem perdendo seu espa¸co. Assim, sendo importante estudos sobre maneiras de utilizar o espectro de forma mais eficiente.

1.1 Objetivo

O objetivo deste projeto ´ e implementar est´ agios de sincronismo e um estimador de ca- nal modelado e simulado no ambiente de desenvolvimento GNU Radio Companion (GRC), que pode utilizado em conjunto com uma placa Universal Software Radio Peripheral (USRP). O prop´ osito ´ e demodular um sinal de RF ISDB-T e analisar sua constela¸c˜ ao.

1.2 Justificativa

A implementa¸c˜ ao de um demodulador ISDB-T utilizando algoritmos desenvolvidos

a partir da revis˜ ao da literatura, juntamente com otimiza¸c˜ oes, capacitam o desenvolvi-

mento tecnol´ ogico do sistema de TV digital brasileiro. Com a adi¸c˜ ao desses algoritmos

´ e poss´ıvel realizar a demodula¸c˜ ao em tempo real ou de sinais digitalizados das emissoras de TV digital. Al´ em disso, muitos trabalhos n˜ ao levam em considera¸c˜ ao os algoritmos de sincronismo, assim realizando simula¸c˜ oes assumindo um sincronismo ideal.

O Laborat´ orio de TV Digital da Universidade Presbiteriana Mackenzie est´ a desenvol- vendo um conjunto de bibliotecas para os padr˜ oes de TV digital, portanto os algoritmos desenvolvidos servir˜ ao como base para futuras pesquisas. A literatura dispon´ıvel n˜ ao ex- plora amplamente o sistema brasileiro de TV digital, principalmente porque a inova¸c˜ ao tecnol´ ogica presente nos chips de demodula¸c˜ ao s˜ ao considerados um segredo industrial.

Portanto, os algoritmos de sincronismo e estima¸c˜ ao de canal apresentados nesse trabalho servir˜ ao como base para futuras pesquisas do Laborat´ orio de TV Digital e em desenvol- vimentos de um novo padr˜ ao de TV digital brasileiro. Tamb´ em servir˜ ao como base para implementa¸c˜ oes de sistemas de demodula¸c˜ ao de TV digital mais complexos, permitindo que a tecnologia de transmiss˜ ao e recep¸c˜ ao permane¸cam no Brasil.

Outra grande relevˆ ancia ´ e que implementa¸c˜ oes por meio do software GRC mostram a flexibilidade e efic´ acia do SDR. Com a cria¸c˜ ao de blocos com c´ odigos individuais ´ e poss´ıvel o desenvolvimento de sistemas de r´ adio sem a necessidade de cria¸c˜ ao de novos hardwares (HILBURN, 2015).

1.3 Metodologia

O primeiro ponto tratado na pesquisa te´ orica foi o ISDB-T

. Para desenvolver esse assunto foram utilizados artigos, especifica¸c˜ oes t´ ecnicas e normas. Al´ em disso, foi reali- zada a pesquisa te´ orica acerca de SDR e do software GRC. Em rela¸c˜ ao a implementa¸c˜ ao, a pesquisa foi baseada, principalmente, em artigos e f´ oruns especializados.

No desenvolvimento pr´ atico deste trabalho foram implementadas as etapas de es- tima¸c˜ ao de canal, sincronismo de quadro Orthogonal Frequency Division Multiplex (OFDM), sincronismo temporal e sincronismo de frequˆ encia. Para tal, foi utilizado o GRC. Com um computador pessoal, blocos com c´ odigos individuais foram programados e simula¸c˜ oes foram realizadas nesse software para avaliar os blocos implementados.

Como hardware, foi utilizada a placa USRP B210 conectada a um computador pessoal

via Universal Serial Bus (USB). Por meio dessa placa foram gravados alguns sinais de RF para servirem de fonte de sinal no GRC. O computador ´ e respons´ avel pelo processamento da l´ ogica programada no software, e a placa, pela recep¸c˜ ao e convers˜ ao anal´ ogico/digital do sinal recebido em RF.

1.4 Estrutura e organiza¸ c˜ ao do trabalho

Esta disserta¸c˜ ao ´ e composta de 4 partes, como descritas a seguir.

• Cap´ıtulo 1: Introdu¸c˜ ao, objetivo, justificativa, metodologia e organiza¸c˜ ao do texto.

• Cap´ıtulo 2: Trata o SBTVD e algumas de suas caracter´ısticas quanto a codifica¸c˜ ao de canal, transmiss˜ ao e recep¸c˜ ao.

• Cap´ıtulo 3: Apresenta o SDR de uma forma geral e as principais caracter´ısticas da plataforma GNU Radio, utilizada no desenvolvimento deste projeto. Tamb´ em aborda como foi realizado o desenvolvimento do projeto, bem como as t´ ecnicas de sincronismo e estima¸c˜ ao de canal necess´ arias para o funcionamento de um receptor.

• Cap´ıtulo 4: S˜ ao apresentados os testes realizados e resultados obtidos

• A ´ ultima parte do texto apresenta as conclus˜ oes finais e trabalhos futuros.

2 SISTEMA BRASILEIRO DE TELEVIS ˜ AO DIGI- TAL

O sistema ISDB-T foi desenvolvido para oferecer alta qualidade de v´ıdeo e ´ audio. Al´ em disso, proporciona flexibilidade nos parˆ ametros de modula¸c˜ ao e possibilita a combina¸c˜ ao de diversos servi¸cos e programas em um ´ unico canal com largura de banda de 6, 7 ou 8 MHz. O sistema opera com servi¸cos High Definition Television (HDTV), Standard Definition Television (SDTV) e 1SEG (TAKADA; SAITO, 2006).

O ISDB-T

(Vers˜ ao B) foi desenvolvido a partir do padr˜ ao Japonˆ es de TV digital ISDB-T e possui algumas inova¸c˜ oes, tais como: interatividade (DTVi) e os formatos de codifica¸c˜ ao de ´ audio e v´ıdeo. A aloca¸c˜ ao de canal tamb´ em difere do sistema Japonˆ es.

A interatividade permite que o usu´ ario tenha acesso, por meio de aplicativos, a in- forma¸c˜ oes como detalhes sobre a programa¸c˜ ao e jogos. Desenvolvido no Brasil, o mid- dleware Ginga foi incorporado ao SBTVD (ABNT, 2008d). Os padr˜ oes de codifica¸c˜ ao de

´

audio e v´ıdeo utilizados pelo sistema japonˆ es foram substitu´ıdos por padr˜ oes mais efici- entes e de maior poder de compress˜ ao. Para a codifica¸c˜ ao de v´ıdeos foi adotado o padr˜ ao H.264 Advanced Video Coding (AVC) e para a codifica¸c˜ ao de ´ audio, o padr˜ ao H.264 High Efficiency Advanced Audio Coding (HE-AAC) (ABNT, 2008b; ABNT, 2008c).

Em rela¸c˜ ao ` a aloca¸c˜ ao de canal, no ISDB-T

s˜ ao utilizadas as bandas Very High Frequency (VHF) alto e Ultra High Frequency (UHF) com canais de 6 MHz de banda. Os canais 7 ao 13 (174 a 216 MHz) s˜ ao pertencentes a banda VHF alto, enquanto os canais 14 ao 69 (470 a 806 MHz) s˜ ao pertencentes a banda UHF (ABNT, 2008a). Uma exce¸c˜ ao

´ e o canal 37 (608 a 614 MHz), que ´ e destinado ` a radioastronomia.

Entretanto, devido ao programa de desligamento do sinal anal´ ogico e a expans˜ ao das redes m´ oveis para faixas de frequˆ encia antes destinadas ` a radiodifus˜ ao, a aloca¸c˜ ao de canal do ISDB-T

sofrer´ a algumas altera¸c˜ oes.

No dia 31 de setembro de 2014 ocorreu o leil˜ ao da faixa de 700 MHz para a utiliza¸c˜ ao do servi¸co 4G da rede m´ ovel, tamb´ em chamado de Long Term Evolution (LTE). O LTE ir´ a operar nas faixas de frequˆ encia de 708 a 748 MHz (uplink ) e 763 a 803 MHz (downlink ).

As faixas de 703 a 708 MHz e 758 a 763 MHz ser˜ ao destinadas ao Servi¸co Limitado Privado

(Agˆ encia Nacional de Telecomunica¸c˜ oes, 2013).

2.1 Transmiss˜ ao do Sistema ISDB-T B

O sistema de transmiss˜ ao ISDB-T

consiste nos seguintes est´ agios: codifica¸c˜ ao da fonte de ´ audio e v´ıdeo, multiplexa¸c˜ ao/remultiplexa¸c˜ ao, modula¸c˜ ao e amplifica¸c˜ ao, para ent˜ ao o sinal ser enviado ` a antena (ABNT, 2008a). A Figura 3 apresenta o sistema brasileiro de transmiss˜ ao terrestre.

Figura 3 – Transmiss˜ ao do ISDB-T

.

Codificador

Multiplexador Remultiplexador Modulador Amplificador Vídeo/Áudio

Dados Antena

Fonte: ABNT (2008a, p.4).

O codificador ´ e respons´ avel por comprimir o sinal de ´ audio e v´ıdeo, assim reduzindo a taxa de bits para que seja poss´ıvel a transmiss˜ ao pelo ar. A seguir o multiplexador recebe at´ e trˆ es sequˆ encias de pacotes de dados codificados, chamados de Transport Stream (TS), que s˜ ao multiplexados em um ´ unico TS. Esse sinal ´ e enviado para o remultiplexador, que tem como objetivo inserir as informa¸c˜ oes de parˆ ametros de modula¸c˜ ao e de sincronismo.

O sinal de sa´ıda do remultiplexador ´ e chamado de Broadcast Transport Stream (BTS) e ´ e modulado e ent˜ ao enviado para um est´ agio de amplifica¸c˜ ao para ser transmitido pelo ar (AKAMINE, 2011; TAKADA; SAITO, 2006).

2.2 Codifica¸ c˜ ao de Canal

O ISDB-T

utiliza um sistema de codifica¸c˜ ao de canal juntamente com a modula¸c˜ ao

OFDM, como apresentado na Figura 4, para garantir a flexibilidade e a robustez do

sistema. Os est´ agios da Figura 4 s˜ ao explicados nas pr´ oximas se¸c˜ oes.

Figura 4 – Codifica¸c˜ ao de canal do ISDB-T

.

Multiplexador

Separador de Camadas

Dispersor de Energia

Dispersor de Energia Dispersor de

Energia

Ajuste de Atraso Ajuste de Atraso Ajuste de Atraso

Entrelaçador de Byte

Entrelaçador de Byte Entrelaçador de

Byte

Codificador Convolucional

Codificador Convolucional Codificador

Convolucional

A B C BTS

Entrelaçador de Bit

Entrelaçador de Bit Entrelaçador de

Bit

Mapeador Mapeador

Mapeador

Combinação de Níveis Hierárquicos

Entrelaçador de Tempo

Entrelaçador de Frequência

Estrutura de Quadro OFDM

IFFT

Intervalo de Guarda

A B C

BST-OFDM

Pilotos TMCC

Fonte: (ABNT, 2008a, p.12).

2.2.1 Codificador Externo

O codificador externo possibilita que erros aleat´ orios e ru´ıdos em rajada, como o ru´ıdo impulsivo, sejam corrigidos pelo receptor. Isso ´ e poss´ıvel por meio de um c´ odigo Reed Solomon (RS). Na entrada do codificador s˜ ao recebidos pacotes com o tamanho de 188 bytes provenientes do Transport Stream Packet (TSP). O RS acrescenta 16 bytes de paridade em cada pacote, com isso o tamanho do mesmo ´ e acrescido para 204 bytes. Com a utiliza¸c˜ ao desse c´ odigo corretor de erros, o receptor tem a capacidade de corrigir at´ e 8 bytes errados de cada pacote (ABNT, 2008a; AKAMINE, 2011).

2.2.2 Separador de camadas

O separador de camadas, ou divisor hier´ arquico, tem como fun¸c˜ ao dividir o BTS em at´ e trˆ es fluxos de dados TSP a partir de informa¸c˜ oes inseridas em cada pacote. Isto ´ e, ap´ os a divis˜ ao, cada TSP ´ e associado ` a sua respectiva camada hier´ arquica (ABNT, 2008a;

AKAMINE, 2011).

2.2.3 Dispersor de energia

Os pacotes de 204 bytes recebidos pelo dispersor de energia podem conter longas sequˆ encias de bits zeros ou uns. Essas repeti¸c˜ oes podem ocasionar interferˆ encia entre s´ımbolos. Para isso, o dispersor de energia tem como fun¸c˜ ao distribuir os bits recebidos de forma aleat´ oria utilizando uma sequˆ encia Pseudo Random Binary Sequence (PRBS) (ABNT, 2008a; AKAMINE, 2011).

2.2.4 Ajuste de Atraso

A fun¸c˜ ao do ajuste de atraso ´ e fazer com que o tempo de atraso de cada camada hier´ arquica seja igual. Esse atraso ocorre devido aos diferentes parˆ ametros de transmiss˜ ao, que geram diferentes taxas de transmiss˜ ao para cada camada. Calculando como per´ıodo de tempo, as diferentes taxas geram diferen¸ca no tempo entre as camadas (ABNT, 2008a;

AKAMINE, 2011).

2.2.5 Entrela¸ cador de byte

O entrela¸cador de bytes tem como fun¸c˜ ao embaralhar os dados recebidos. Essa opera¸c˜ ao ´ e realizada a fim de minimizar os efeitos de ru´ıdo impulsivo e erros de bloco (ABNT, 2008a; MACIEL et al., 2015). Certos tipos de erros ocorrem de forma con- centrada, portanto, quando as informa¸c˜ oes s˜ ao desembaralhadas, os erros tamb´ em s˜ ao espalhados. Os c´ odigos corretores de erros n˜ ao s˜ ao capazes corrigir erros concentrados, mas quando esses erros est˜ ao espalhados ´ e poss´ıvel detectar e corrigir os erros presentes no sinal (AKAMINE, 2011).

2.2.6 Codificador Convolucional

Por meio da t´ ecnica Forward Error Correction (FEC), o codificador convolucional

acrescenta robustez ao sinal. A FEC trabalha com taxas de 1/2, 2/3, 3/4, 5/6 ou 7/8

(ABNT, 2008a; AKAMINE, 2011). No caso da taxa 2/3, por exemplo, significa que a cada

2 bits de informa¸c˜ ao ´ e acrescentado 1 bit de corre¸c˜ ao. Pode-se concluir, portanto, que

quanto maior o n´ umero de bits de corre¸c˜ ao, maior ser´ a a robustez do sinal. Entretanto,

a quantidade de informa¸c˜ ao ´ util enviada ´ e reduzida.

2.2.7 Entrela¸ cador de bit

O entrela¸cador de bit ´ e composto por um conversor serial/paralelo. Os bits de entrada s˜ ao convertidos para paralelo em pacotes de 2 bits, 4 bits e 6 bits para as modula¸c˜ oes QPSK, 16-QAM E 64-QAM, respectivamente (ABNT, 2008a; AKAMINE, 2011).

2.2.8 Mapeamento

A modula¸c˜ ao utilizada pelo ISDB-T ´ e a Band Segmented Transmission - Orthogonal Frequency Division Multiplexing (BST-OFDM). A modula¸c˜ ao BST-OFDM divide um canal de TV (6 MHz) em 14 segmentos, como pode ser observado na Figura 5. Cada segmento tem uma banda de aproximadamente 428,571 kHz, e um deles ´ e utilizado como banda de guarda do canal adjacente superior e inferior (AKAMINE, 2011; TAKADA;

SAITO, 2006). Ao distanciar os canais adjacentes com a banda de guarda, a rela¸c˜ ao de prote¸c˜ ao entre eles ´ e melhorada.

Figura 5 – Espectro com BST-OFDM.

11 9 7 5 3 1 0 2 4 6 8 10 12

Ba nd a de gu ard a

Ba nd a de gu ard a

428,57 kHz 214,28 kHz

214,28 kHz

5,57 MHz 6 MHz

Fonte: (ABNT, 2008a, p.4).

A BST-OFDM permite combinar os 13 segmentos restantes em at´ e trˆ es camadas

hier´ arquicas, denominadas layer A, layer B e layer C, que podem ser moduladas de for-

mas distintas. Com isso, ´ e poss´ıvel utilizar at´ e trˆ es tipos diferentes de servi¸cos, como:

1SEG, SDTV e HDTV. Isso ´ e chamado de transmiss˜ ao hier´ arquica. No ISDB-T

as camadas podem ser moduladas em Quadrature Phase Shifting Key (QPSK), 16 Quadra- ture Amplitude Modulation (16-QAM), e 64 Quadrature Amplitude Modulation (64-QAM) (ABNT, 2008a; TAKADA; SAITO, 2006).

2.2.9 Combinador de camadas

O combinador de camadas tem como objetivo concatenar os sinais das diferentes cama- das hier´ arquicas para obter um ´ unico fluxo de dados na sa´ıda (ABNT, 2008a; AKAMINE, 2011).

2.2.10 Entrela¸ cador de tempo

Ap´ os a concatena¸c˜ ao dos sinais das diferentes camadas, o sinal resultante ´ e entrela¸cado no tempo. A configura¸c˜ ao do tamanho do entrela¸camento pode ser feita para cada ca- mada hier´ arquica variando-se o parˆ ametro I. Entretanto, os valores de comprimento do entrela¸camento dependem do modo de transmiss˜ ao adotado (ABNT, 2008a). A fun¸c˜ ao do entrela¸cador de tempo, tamb´ em chamado de Time Interleaver (TI), ´ e aumentar a robustez contra desvanecimento e ru´ıdo impulsivo (AKAMINE, 2011).

2.2.11 Entrela¸ cador de frequˆ encia

Como pode ser observado na Figura 6, o entrela¸cador de frequˆ encia ´ e dividido em trˆ es entrela¸cadores.

A primeira etapa ´ e a divis˜ ao dos segmentos. Isto ´ e, os n´ umeros 0 a 12 dos segmentos

de dados s˜ ao enviados aos ramos de recep¸c˜ ao parcial (one-seg), modula¸c˜ ao diferencial

e modula¸c˜ ao coerente. O ramo de modula¸c˜ ao diferencial ´ e utilizado para os segmentos

modulados em Differential Quadrature Phase Shift Keying (DQPSK), mas a utiliza¸c˜ ao

dessa modula¸c˜ ao n˜ ao ´ e recomendada pela (NBR 15608-1). J´ a o ramo de modula¸c˜ ao

coerente ´ e utilizado para os segmentos modulados em QPSK, 16-QAM e 64-QAM (ABNT,

2008a).

Figura 6 – Entrela¸cador de frequˆ encia.

Divisor de segmentos

Entrelaçamento entre segmentos

Rotação de portadora dentro

de segmentos

Aleatorização de portadoras dentro

de segmentos Entrelaçamento

entre segmentos

Rotação de portadora dentro

de segmentos

Aleatorização de portadoras dentro

de segmentos Rotação de

portadora dentro de segmentos

Aleatorização de portadoras dentro

de segmentos

Estrutura de quadro

OFDM

Modulação do serviço one-seg

Modulação Diferencial

Modulação Coerente

Fonte: (ABNT, 2008a, p.30).

Ap´ os a divis˜ ao dos segmentos, ocorre o entrela¸camento entre segmentos. Esse en- trela¸cador ´ e respons´ avel por distribuir as portadoras entre os segmentos de dados. En- tretanto, se o servi¸co one-seg estiver habilitado, as portadoras do segmento de dados destinadas ` a recep¸c˜ ao parcial n˜ ao s˜ ao entrela¸cadas. Em seguida, ocorre o entrela¸camento dentro do segmento, o qual ´ e dividido em rota¸c˜ ao e randomiza¸c˜ ao das portadoras. Nessas etapas as portadoras s˜ ao deslocadas e depois randomizadas, sendo que a randomiza¸c˜ ao ´ e baseada em tabelas espec´ıficas que variam com o modo de transmiss˜ ao adotado (ABNT, 2008a).

O objetivo da rota¸c˜ ao e randomiza¸c˜ ao ´ e eliminar a periodicidade das portadoras para aumentar a eficiˆ encia da corre¸c˜ ao de erros. O entrela¸cador de frequˆ encia evita que um s´ımbolo seja perdido quando uma determinada faixa de frequˆ encia ´ e afetada por um ru´ıdo de banda estreita ou multipercurso (ASSOCIATION OF RADIO INDUSTRIES AND BUSINESSES., 2003).

2.2.12 Estrutura de quadro OFDM e IFFT

A transmiss˜ ao de um sinal ISDB-T

´ e estruturada em quadros OFDM. Um quadro ´ e

formado por 204 s´ımbolos OFDM. O n´ umero de subportadoras presentes em cada s´ımbolo

depende do modo de transmiss˜ ao adotado. A quantidade de subportadoras totais em

cada s´ımbolo ´ e igual a 1405, 2809 e 5617 para os modos 1, 2 e 3, respectivamente (ABNT,

2008a).

Nos s´ımbolos OFDM s˜ ao inseridos os sinais Transmission and Multiplexing Confi- guration Control (TMCC) e o Auxiliary Channel (AC). Esses sinais s˜ ao respons´ aveis por indicar os parˆ ametros de modula¸c˜ ao, codifica¸c˜ ao de canal, sincronismo de quadro e transmiss˜ ao de dados auxiliares. Al´ em desses sinais, s˜ ao inseridos tamb´ em os Scattered Pilots (SP). Esses sinais s˜ ao adicionados para que seja poss´ıvel realizar a sincroniza¸c˜ ao em frequˆ encia e estima¸c˜ ao do canal (ASSOCIATION OF RADIO INDUSTRIES AND BUSINESSES., 2003).

Ap´ os a adapta¸c˜ ao de quadro, ´ e necess´ ario realizar o zero padding, ilustrado na Figura 7. Isso ´ e feito para adicionar zeros nos dados do quadro OFDM para obter um n´ umero de amostras com um valor de 2

(AKAMINE, 2011). Isso ´ e necess´ ario, pois a Inverse Fast Fourier Transform (IFFT) trabalha apenas com valores na potˆ encia de base 2. Por exemplo, no caso de uma transmiss˜ ao no modo 3, s˜ ao utilizadas 5617 portadoras. Como o valor mais pr´ oximo ´ e 8192, dever˜ ao ser adicionados 2575 zeros.

Figura 7 – Zero padding.

Zeros IFFT

𝑁

/2 + 1 𝑎𝑡é 𝑁 Zeros 1 𝑎𝑡é 𝑁

/2

Sinal OFDM Adaptação

de quadro

Fonte: (AKAMINE, 2011, p.84).

2.2.13 Intervalo de guarda

Na sa´ıda da IFFT, parte do s´ımbolo ´ e copiada e anexada ao seu in´ıcio, como ilustrado

na Figura 8. Essa c´ opia ´ e denominada intervalo de guarda, ou pref´ıxio c´ıclico. O tempo

de dura¸c˜ ao de um s´ımbolo OFDM (T

) ´ e igual ao tempo ´ util do s´ımbolo (T

) mais o

tempo do intervalo de guarda (T

).

Figura 8 – Inser¸c˜ ao do intervalo de guarda.

Tempo útil do símbolo OFDM (T_U)

Tempo do símbolo OFDM (T_S) Tempo do intervalo de

guarda (TIG)

Fonte: Adaptado de ABNT (2008a, p.44).

A presen¸ca de multipercurso em um canal de comunica¸c˜ ao provoca Intersymbol In- terference (ISI) nos s´ımbolos OFDM. Isso acontece devido ao espalhamento temporal causado pelo multipercurso, que faz com que informa¸c˜ oes de um s´ımbolo vizinho tamb´ em sejam processados pela Fast Fourier Transform (FFT). Para resolver esse problema, o intervalo de guarda ´ e utilizado. Se o atraso do multipercurso for menor do que o tempo de dura¸c˜ ao do intervalo de guarda o s´ımbolo ´ e recuperado. Entretanto, se o atraso do multipercuso for maior, resultar´ a em ISI (AKAMINE, 2011).

O intervalo de guarda pode ser configurado para 1/4, 1/8, 1/16 ou 1/32. Quanto

maior o tempo do intervalo, maior ´ e a robustez do sinal, pois aumenta o tempo de dura¸c˜ ao

do prefixo c´ıclico, assim aumentando a prote¸c˜ ao do sinal contra multipercurso (ABNT,

2008a; AKAMINE, 2011). Portanto, um sinal com um intervalo de guarda de 1/4 possui

maior imunidade ao multipercurso do que um sinal com um intervalo de 1/32. Entretanto,

quanto maior o intervalo de guarda, menor ´ e a quantidade de informa¸c˜ ao ´ util no s´ımbolo.

3 DESENVOLVIMENTO DO PROJETO

Nesta se¸c˜ ao s˜ ao abordadas as principais caracter´ısticas de SDR e da plataforma GNU Radio. Tamb´ em s˜ ao explanadas a recep¸c˜ ao de sinais RF, estima¸c˜ ao de canal e t´ ecnicas de sincronismo. Por fim, s˜ ao detalhados os blocos criados, testes realizados e resultados obtidos.

3.1 Software Defined Radio (SDR)

Entre os anos de 1970 e 1980, alguns sistemas de r´ adio migraram do anal´ ogico para o digital. Entretanto, a principal desvantagem desse tipo de sistema ´ e que qualquer tipo de atualiza¸c˜ ao no sistema o hardware deve ser trocado. J´ a com Software Defined Radio (SDR) basta reprogramar o r´ adio para que o mesmo efetue diferentes fun¸c˜ oes. Com isso, o hardware pode ser o mesmo para diversas aplica¸c˜ oes, o que torna o sistema muito mais flex´ıvel. Obviamente, as fun¸c˜ oes implementadas ser˜ ao limitadas pelo hardware (MITOLA, 1995).

A arquitetura de um SDR ´ e mostrada na Figura 9.

Figura 9 – Estrutura de um SDR.

Antena Antena

Conversão de RF em multi-banda

Conversão de RF em multi-banda

Conversor AD em banda

larga Conversor DA

em banda larga

Processamento de FI Processamento de FI

Demodulador Modulador

Processamento de bits Processamento de

bits

Transmissão Recepção DSP e

desenvolvimento de software

Fonte: Adaptado de Mitola (1999, p.517).

Como pode ser observado, um SDR pode trabalhar como um receptor e/ou trans- missor. Para a transmiss˜ ao, as informa¸c˜ oes s˜ ao processadas e ent˜ ao moduladas. O sinal resultante tem sua frequˆ encia deslocada para uma Frequˆ encia Intermedi´ aria (FI). En- tranto, existem alguns modelos de SDR que n˜ ao utilizam FI. Ap´ os ser convertido de digital para anal´ ogico, esse sinal ´ e irradiado para o ar. No caso da recep¸c˜ ao, o processo inverso ´ e realizado.

A placa USRP B210 da empresa Ettus, exibida na Figura 10, ilustrada um kit real de SDR.

Figura 10 – Placa USRP B210.

Fonte: Acervo pr´ oprio.

Essa placa ´ e capaz de realizar transmiss˜ oes ou recep¸c˜ oes simultaneamente e em tempo

real, al´ em de operar com frequˆ encias de 70 MHz at´ e 6 GHz e trabalhar com larguras

de banda de at´ e 56 MHz. A B210 tamb´ em possui uma Field Programmable Gate Array

(FPGA) Spartan 6. A recep¸c˜ ao de sinais de RF ´ e realizada com o chip AD9361 (ANALOG

DEVICES, 2014; ETTUS RESEARCH, 2014). O diagrama de blocos simplificado do

AD9361 pode ser observado na Figura 11.

Figura 11 – Demodula¸c˜ ao em quadratura (chip AD9361).

Oscilador Local

-90º

Filtro Passa Baixa

Filtro Passa Baixa

RF

Conversor Analógico Digital

Conversor Analógico Digital

Processamento em banda base Decimador

Decimador

Filtro FIR

Filtro FIR

Fonte: Adaptado de Analog Devices (2014, p.1).

O sinal recebido passa por um Automatic Gain Control (AGC). A seguir, o sinal ´ e convertido para banda base por meio de uma demodula¸c˜ ao em quadratura. Para isso, o sinal ´ e multiplicado por um seno e um cosseno, de forma que se obtenha os valores de fase e quadratura do sinal. Logo ap´ os, um filtro passa baixa ´ e utilizado para reduzir a interferˆ encia de canal adjacente e filtrar as replica¸c˜ oes espectrais geradas pelas multi- plica¸c˜ oes (AKAMINE, 2011). Agora em banda base, o sinal ´ e digitalizado por conversor anal´ ogico/digital com uma quantiza¸c˜ ao de 12 bits /amostra. O sinal resultante passa por um filtro de decima¸c˜ ao e Finite Impulse Response (FIR), assim produzindo um sinal de 12 bits com taxa de amostragem apropriada (ANALOG DEVICES, 2014). O sinal resultante

´ e enviado para o est´ agio de processamento.

3.2 GNU Radio

O GNU Radio ´ e um software de desenvolvimento gratuito e aberto. Esse software possui uma interface gr´ afica, GRC, similar a programas como Simulink e LabView. Desta forma, permitindo interligar blocos na forma de um fluxograma, o que facilita a visua- liza¸c˜ ao do sistema implementado. O GRC trabalha com o conceito de flow graph. Isto ´ e, um fluxograma por onde ocorre todo fluxo de dados. Os processamentos s˜ ao realizados individualmente por cada bloco, o que torna o sistema modular e flex´ıvel. Al´ em disso, todo processamento ´ e realizado em tempo real (BRAUN, 2014; HILBURN, 2015).

Os blocos criados no GNU Radio podem ser desenvolvidos com duas linguagens de

programa¸c˜ ao: C++ ou python. Entretanto, por quest˜ oes de desempenho, ´ e prefer´ıvel que a linguagem c++ seja utilizada na cria¸c˜ ao de fun¸c˜ oes para os blocos criados (RONDEAU, 2016). Para a organiza¸c˜ ao, controle e conex˜ ao entre os blocos ´ e utilizada a linguagem Python.

O GRC permite a gera¸c˜ ao de flow graphs sem a necessidade de escrever c´ odigos em Python. Por meio do GRC ´ e poss´ıvel acessar diversos blocos com fun¸c˜ oes pr´ e-definidas, al´ em de blocos criados pelo pr´ oprio usu´ ario. A interface gr´ afica dos blocos ´ e escrita na linguagem eXtensible Markup Language (XML) (VACHHANI; MALLARI, 2015).

A liga¸c˜ ao entre C++ e Python ´ e realizada com a ferramenta Simplified Wrapper and Interface Generator (SWIG). Ao executar um flow graph, um arquivo Python ´ e gerado.

Nesse arquivo est˜ ao as linhas de c´ odigo que representam o flow graph criado. Al´ em disso, nesse arquivo ´ e explicado como os objetos e fun¸c˜ oes correspondentes da biblioteca C++ compartilhada devem ser chamados por meio da ferramenta SWIG (VACHHANI;

MALLARI, 2015).

Cada bloco possui um buffer de entrada e sa´ıda, com exce¸c˜ ao dos blocos dedicados somente ` a escrita ou leitura. Quando um flow graph ´ e executado, os blocos verificam o tamanho do buffer de sa´ıda para determinar a quantidade de elementos de entrada necess´ arios para preencher o buffer. Entretanto, os tamanhos de entrada e sa´ıda podem ser diferentes, como acontece em blocos de interpola¸c˜ ao ou decima¸c˜ ao, por exemplo. Se existirem elementos de entrada suficientes para o buffer de sa´ıda o bloco ´ e executado.

Caso contr´ ario, o bloco entrar´ a em um modo de espera (VACHHANI; MALLARI, 2015).

As sa´ıdas e entradas do blocos podem ser configuradas para amostras ou vetores.

Tamb´ em ´ e poss´ıvel trabalhar com sinais de diferentes tipos, como reais, complexos, entre

outros (RONDEAU, 2016). Um exemplo de fluxograma com alguns blocos ´ e ilustrado na

Figura 12. Nesse exemplo, foi utilizada a placa USRP B210, com uma antena, conectada

ao computador.

Figura 12 – Exemplo de fluxograma criado no GNU Radio.

Fonte: Acervo pr´ oprio.

O bloco “UHD: USRP Source ” capta as informa¸c˜ oes recebidas pela USRP. A frequˆ encia central adotada foi de 748.143M Hz, que corresponde ao canal 60 (TV Mackenzie). Como taxa de amostragem (sample rate) foi utilizado o valor 512× 10

/63 [amostras/segundo], equivalente ao valor da taxa de amostragem da FFT de um sinal ISDB-T

no modo 3.

O bloco “Throttle ” ´ e utilizado para limitar a taxa de transmiss˜ ao de dados. Isso deve ser feito, pois, na ausˆ encia desse bloco, 100% do processador ser´ a utilizado na execu¸c˜ ao do flow graph. Assim, fazendo com que os elementos da interface gr´ afica n˜ ao respondam.

Entretanto, isso acontece apenas em flow graphs que s˜ ao apenas simula¸c˜ oes. Isto ´ e, que n˜ ao possuem blocos de ´ audio ou blocos para se conectarem a uma USRP. Ap´ os o bloco

“Throttle ”, o sinal ´ e enviado ao bloco “QT GUI Sink ”, que mostra o sinal no dom´ınio do

tempo, na frequˆ encia e a constela¸c˜ ao do sinal. Na Figura 13 ´ e poss´ıvel observar o espectro

do sinal gravado do ar.

Figura 13 – Espectro do canal 60 (TV Mackenzie/SP).

Fonte: Acervo pr´ oprio.

Por meio deste ambiente de desenvolvimento ´ e poss´ıvel criar, simular e implementar sistemas reais de r´ adio. Entretanto, como o GRC trabalha apenas com sinais digitais, para uma aplica¸c˜ ao real ´ e necess´ ario um hardware capaz de realizar as convers˜ oes necess´ arias para que seja poss´ıvel transmitir e receber sinais de RF (BRAUN, 2014).

3.3 Demodulador ISDB-T no GRC

Um sinal ISDB-T em banda base deve passar por alguns est´ agios de sincronismo antes de ser demodulado, como ilustrado na Figura 14. Ap´ os os est´ agios de sincronismo

´ e realizada a estima¸c˜ ao de canal.

O sincronismo temporal ´ e necess´ ario para detectar o in´ıcio dos s´ımbolos OFDM rece-

bidos. Na ausˆ encia de um sincronismo temporal a FFT n˜ ao processa o s´ımbolo OFDM no

lugar correto, assim resultando em ISI. A pr´ oxima etapa ´ e o sincronismo de frequˆ encia,

que corrige o desvio de frequˆ encia do sinal. Essa corre¸c˜ ao permite que os s´ımbolos cor-

retos sejam demodulados, al´ em de evitar Inter-Carrier Interference (ICI). A seguir deve

ser corrigido o desvio de frequˆ encia da frequˆ encia de amostragem do conversor A/D, pois

esse desvio causa o deslocamento da janela FFT. Entretanto esse bloco n˜ ao foi implemen-

tado, pois est´ a fora do escopo do trabalho. Para detectar a posi¸c˜ ao das portadoras pilotos

Figura 14 – Diagrama de sincronismo.

Detector de Erro inteiro de

Frequência

FFT Sinal ISDB-T

Canal

Sincronismo Temporal e correção de erros na frequência

Analisador de espectro

Removedor de zero pad

Sincronismo de Quadro

OFDM Estimador de

Canal Removedor

de Pilotos

MER

Fonte: Acervo pr´ oprio.

espalhadas, e o in´ıcio dos quadros OFDM, ´ e realizado o sincronismo de quadro OFDM (AKAMINE, 2011; LARROCA et al., 2015).

Ap´ os os est´ agios de sincronismo deve ser realizada a estima¸c˜ ao de canal, necess´ aria para a recupera¸c˜ ao do sinal devido ao desvanecimento seletivo. Devido ao conhecimento da posi¸c˜ ao e valores das portadoras pilotos transmitidas, ´ e poss´ıvel obter a fun¸c˜ ao de trans- ferˆ encia das pilotos na recep¸c˜ ao. A partir da fun¸c˜ ao de transferˆ encia das pilotos ´ e poss´ıvel obter a resposta em frequˆ encia do canal (MA et al., 2013; PADERNA; HIGASHINO;

OKADA, 2014).

3.3.1 Desenvolvimento dos blocos

No GRC foi criado um flowgraph com os blocos apresentados na Figura 14. Os blocos

“Sincronismo temporal”, “Detec¸c˜ ao de erro inteiro de Frequˆ encia”, “Removedor de zero pad”, “Sincronismo de quadro OFDM” e “Estimador de Canal” foram desenvolvidos por meio das linguagens de programa¸c˜ ao C++. Essa linguagem foi utilizada para escrever o processamento de sinal que cada bloco deve realizar.

Como fonte de sinal foram utilizados sinais ISDB-T

em banda passante, com inter-

valos de guarda de 1/8 e 1/16 e sem nenhum ru´ıdo. Esses sinais foram gerados pelo mo-

dulador criado por Akamine (2011). Com a placa USRP foram gravados sinais ISDB-T

com as mesmas configura¸c˜ oes a partir de equipamentos disponibilizados pelo Laborat´ orio de TV Digital da Universidade Presbiteriana Mackenzie.

3.3.2 Sincronismo temporal

O bloco “Sincronismo temporal” foi criado para realizar o sincronismo temporal, al´ em de corrigir desvios fracion´ arios de freqˆ uencia. Para realizar o sincronismo temporal foi utilizada uma t´ ecnica pr´ e-FFT (KELLER et al., 2001; LARROCA et al., 2015). Essa t´ ecnica, apresentada na Equa¸c˜ ao 1, consiste em uma autocorrela¸c˜ ao, que se aproveita do intervalo de guarda para identificar o ponto ´ otimo do s´ımbolo OFDM.

C(i) =

Nig−1

X

n=0

Z(i − n) × Z(i − n − N

)

(1)

As multiplica¸c˜ oes da autocorrela¸c˜ ao s˜ ao realizadas entre amostras complexas recebi- das, Z(i), e amostras complexas conjugadas, Z

(i), espa¸cadas de N , que ´ e o tamanho da FFT. Isto ´ e, amostras mais recentes s˜ ao multiplicadas por amostras mais antigas. O

´ındice i representa a amostra mais recente e ´ e incrementado at´ e N

− N

. O termo N

indica o tamanho da FFT, que ´ e, tamb´ em, o tamanho do s´ımbolo. N

´ e o tamanho do intervalo de guarda. Logo, pode-se concluir que s˜ ao necess´ arios dois s´ımbolos OFDM para realizar cada autocorrela¸c˜ ao. Quando i for incrementado at´ e N

− N

, a amostra mais nova far´ a parte de outro s´ımbolo. A Figura 15 ilustra essa autocorrela¸c˜ ao.

Figura 15 – Autocorrela¸c˜ ao para sincronismo temporal.

Autocorrelação Símbolo OFDM X

IG IG Símbolo OFDM X+1

Fonte: Acervo pr´ oprio.

A cada incremento de i s˜ ao realizadas as somas dos valores das multiplica¸c˜ oes. Esses valores s˜ ao representados pela fun¸c˜ ao C(i). A quantidade de somas e multiplica¸c˜ oes

´ e estabelecida pelo termo N

. O pico da autocorrela¸c˜ ao ´ e obtido quando a janela da

correla¸c˜ ao est´ a alinhada com o intervalo de guarda.

Para normalizar os valores obtidos na autocorrela¸c˜ ao foi utilizada a Equa¸c˜ ao 2, res- pons´ avel por calcular a energia do sinal recebido (AKAMINE, 2011).

P (i) =

Nig−1

X

n=0

|Z(i + n)|

(2)

Finalmente, com a Equa¸c˜ ao 3, ´ e poss´ıvel detectar o in´ıcio do s´ımbolo ao encontrar o ´ındice i do maior valor obtido (AKAMINE, 2011). Entretanto, essa equa¸c˜ ao ´ e valida somente se a frequˆ encia de mostragem estiver correta. Dessa forma, o sinal pode ser sincronizado no tempo e ter o intervalo de guarda removido. A pr´ oxima etapa ´ e corrigir o desvio de frequˆ encia.

M = arg max

i

|C(i)|

P (i)

(3) Com o intuito de reduzir a complexidade computacional neste projeto, as autocor- rela¸c˜ oes foram implementadas de forma que o ´ındice i fosse incrementado em diferentes passos (AKAMINE, 2011). Isto ´ e, a primeira correla¸c˜ ao ´ e realizada em passos de 250 amostras. Ao achar a posi¸c˜ ao com maior valor, uma nova autocorrela¸c˜ ao ´ e feita, por´ em somente em algumas amostras pr´ oximas ao ´ındice encontrado. A cada nova correla¸c˜ ao o n´ umero de passos ´ e reduzido pela metade. Esse processo ´ e repetido at´ e que o passo da correla¸c˜ ao seja igual a um. Dessa forma o processamento computacional ´ e reduzido drasticamente.

O desvio de frequˆ encia (∆) ´ e composto por dois termos que se somam. S˜ ao eles o desvio inteiro (∆

) e desvio fracion´ ario (∆

) (AI, 2004). Assim obtendo a Equa¸c˜ ao 4.

∆ = ∆

+ ∆

(4)

O termo ∆

representa um m´ ultiplo inteiro n de ∆

. Isso significa que as subporta-

doras tˆ em suas posi¸c˜ oes deslocadas em n posi¸c˜ oes. As subportadoras mant´ em a ortogo-

nalidade, por´ em, como os s´ımbolos n˜ ao est˜ ao em suas devidas posi¸c˜ oes n˜ ao ser´ a poss´ıvel

decodific´ a-los, assim, gerando erros na decodifica¸c˜ ao. J´ a o termo ∆

representa um desvio

de valor menor que ∆

. Isso provoca um espalhamento de energia que causa a perda da ortogonalidade e ICI (AKAMINE, 2011).

O termo ∆

pode ser calculado por meio da Equa¸c˜ ao 5.

∆

=

tan

Im(M) Re(M)

2π ∆

(5)

Como pode ser observado, o c´ alculo do desvio fracion´ ario utiliza o valor obtido pela Equa¸c˜ ao 3, que ´ e o pico da correla¸c˜ ao realizada para o sincronismo temporal.

Para corrigir o ∆

do sinal deve-se multiplicar o mesmo por uma exponencial com- plexa, assim deslocando o sinal para a frequˆ encia correta, como apresentado na Equa¸c˜ ao 6.

Z(i) = Z

(i)e

(6) O termo t representa o tempo, e z

(i), o sinal recebido com ∆

. Neste projeto, como a implementa¸c˜ ao ´ e realizada com amostras, a Equa¸c˜ ao 6 pode ser reescrita como mostrado na Equa¸c˜ ao 7.

Z(n) = Z

(n) × e

−j2π∆f n

Fs

n = 0, 1, 2, . . . N (7)

Sendo F

a frequˆ encia de amostragem da FFT, N o n´ umero total de amostras, e n o

´ındice da amostra atual.

O pr´ oximo est´ agio a ser realizado ´ e o sincronismo de frequˆ encia.

3.3.3 Sincronismo de frequˆ encia

Outro bloco criado foi o “Estima¸c˜ ao de Frequˆ encia”, respons´ avel por calcular ∆

. Para

tal, foi utilizada a t´ ecnica de correla¸c˜ ao cruzada. Essa correla¸c˜ ao, mostrada na Equa¸c˜ ao

8 (AI, 2004), se aproveita das portadoras piloto Auxiliary Channel (AC) e Transmission

and Multiplexing Configuration Control (TMCC) do sinal ISDB-T

.

ε

= arg max

l

{

Np

X

k=l

|Y

.P

|} (8)

O termo N

representa ´ e o n´ umero de pilotos cont´ınuas, Z

´ e o valor complexo recebido da k-´ esima piloto no m-´ esimo s´ımbolo OFDM depois da FFT, e l ´ e o ´ındice das portadoras piloto. P

´ e um sinal de referˆ encia, isto ´ e, um sinal que possui as pilotos cont´ınuas nos lugares corretos. O pico da correla¸c˜ ao, obtido quando as pilotos do sinal recebido e do sinal de referˆ encia est˜ ao sobrepostas, indica o valor de posi¸c˜ oes deslocadas (ε

) das subportadoras. O c´ alculo de ∆

pode ser observado na Equa¸c˜ ao 9.

∆

= ε

.∆

(9)

O bloco “Estima¸c˜ ao de Frequˆ encia” envia o valor de ∆

para o bloco “sincronismo temporal”. Assim, com os valores de ∆

e ∆

, o bloco consegue corrigir o sinal recebido por meio da Equa¸c˜ ao 10.

Z (n) = Z

(n).e

−j2π(∆f+∆i)n

Fs

n = 0, 1, 2, . . . N (10)

Ap´ os o sincronismo de frequˆ encia deve-se realizar a opera¸c˜ ao inversa do zero padding.

Isto ´ e, deve-se retirar os zeros presentes no sinal. Para isso foi criado o bloco “Removedor de zero pad ”. A seguir ´ e realizada a estima¸c˜ ao de canal.

3.3.4 Sincronismo de quadro OFDM

Antes de realizar a estima¸c˜ ao de canal ´ e necess´ ario detectar o in´ıcio do quadro OFDM.

Para tal, s˜ ao utilizadas as pilotos TMCC, as quais s˜ ao inseridas na etapa de estrutura

de quadro OFDM, como mostra a Figura 4. A quantidade de pilotos em cada s´ımbolo

depende do modo escolhido. No caso desse projeto, foi utilizado o modo 3, que possui

52 pilotos TMCC, moduladas em Differential Binary Phase Shift Keying (DBPSK), em

cada s´ımbolo. Para identificar o bit da TMCC em cada s´ımbolo s˜ ao necess´ arios alguns

passos. Para a realiza¸c˜ ao desse sincronismo foi implementado o bloco “Sincronismo de

quadro OFDM”.

A primeira etapa ´ e realizar a demodula¸c˜ ao Binary Phase Shift Keying (BPSK ) em cada piloto utilizando a Equa¸c˜ ao 11 (AKAMINE, 2011),

D

=



 

 

1, para Re{T M CC

} < 0 0, para Re{T M CC

} ≥ 0

(11)

onde as vari´ aveis m e k representam, respectivamente, o ´ındice do s´ımbolo OFDM e o ´ındice da portadora dentro do s´ımbolo. O valor demodulado ´ e representado por D

.

Ap´ os a demodula¸c˜ ao, ´ e aplicada uma l´ ogica majorit´ aria para determinar o valor da TMCC em cada s´ımbolo, como pode ser observado na Equa¸c˜ ao 12 (AKAMINE, 2011).

D

=



 



 



1, para 1 N

NT M CC

P

k=0

D

≥ 0, 5 0, para 1

N

NT M CC

P

k=0

D

< 0, 5

(12)

A seguir deve ser realizada a decodifica¸c˜ ao diferencial, como mostra a Equa¸c˜ ao 13.

Dessa forma o bit da TMCC ´ e recuperado (ASSOCIATION OF RADIO INDUSTRIES AND BUSINESSES., 2003).

B

=



 

  D

L

W

, para m = 0 D

L

D

, para 1 ≤ m ≤ 203

(13)

Ao realizar a decodifica¸c˜ ao no primeiro s´ımbolo deve ser utilizado o sinal de referˆ encia para modula¸c˜ ao diferencial W

, pois n˜ ao ´ e poss´ıvel utilizar um valor de s´ımbolo anterior.

Esse sinal de referˆ encia ´ e baseado em um circuito PRBS (ASSOCIATION OF RADIO INDUSTRIES AND BUSINESSES., 2003). A pr´ oxima estama ´ e uma decodifica¸c˜ ao c´ıclica para detectar e corrigir bits. Entretanto, sem essa etapa j´ a ´ e poss´ıvel identificar os bits na TMCC. Essa etapa n˜ ao foi implementada neste projeto.

Na Tabela 1, s˜ ao mostradas as informa¸c˜ oes indicadas pelos 204 bits da TMCC.

Os sinais de sincroniza¸c˜ ao W

e W

s˜ ao utilizados na detec¸c˜ ao do in´ıcio do quadro

OFDM. Isso ´ e feito por meio de uma correla¸c˜ ao cruzada entre os 204 bits da TMCC e

a sequˆ encia de 16 bits dos sinais de sincroniza¸c˜ ao. A sequˆ encia de bits de W

e W

s˜ ao,

respectivamente, 0011010111101110 e 0011010111101110.

Tabela 1 – Atribui¸c˜ ao dos bits da TMCC.

B

Referˆ encia para demodula¸c˜ ao diferencial B

-B

Sinal de sincroniza¸c˜ ao (W

ou W

B

-B

Identifica¸c˜ ao do tipo de segmento (diferencial ou s´ıncrono) B

-B

Informa¸c˜ oes da TMCC

B

-B

Bits de paridade

Fonte: Adaptado de ASSOCIATION OF RADIO INDUSTRIES AND BUSINESSES.

(2003, p.54)

Entre os bits de ´ındice 20 e 121 est˜ ao contidas seguintes informa¸c˜ oes: sistema de iden- tifica¸c˜ ao, indicador de comuta¸c˜ ao de parˆ ametros de transmiss˜ ao, indicador para alarme de emergˆ encia de radiodifus˜ ao, indicador de recep¸c˜ ao parcial, esquema de modula¸c˜ ao de portadora, taxa de codifica¸c˜ ao convolucional, comprimento entrela¸cador temporal e n´ umero de segmentos. Todos esses bits s˜ ao codificados com um c´ odigo c´ıclico encurtado (ASSOCIATION OF RADIO INDUSTRIES AND BUSINESSES., 2003).

Ap´ os o sincronismo de quadro OFDM ´ e realizada a estima¸c˜ ao de canal.

3.3.5 Estima¸ c˜ ao de canal assistida por pilotos

A estima¸c˜ ao de canal ´ e necess´ aria para recuperar o sinal ISDB-T ap´ os o mesmo ter sofrido interferˆ encias por desvanecimento seletivo. A estima¸c˜ ao de canal assistida por pilotos necessita da resposta em frequˆ encia de cada piloto espalhada, representadas por H

na Equa¸c˜ ao 14 (BEEK et al., 1995).

H

= Y

/X

(14)

onde Y

e X

s˜ ao, respectivamente, as SP recebidas e transmitidas. As posi¸c˜ oes

das SP s˜ ao diferentes em cada s´ımbolo OFDM. No caso do ISDB-T, existem 4 posi¸c˜ oes

poss´ıveis: 1, 4, 7 e 10. Esses valores representam a posi¸c˜ ao inicial de uma SP em um

s´ımbolo OFDM. A cada s´ımbolo essas posi¸c˜ oes iniciais s˜ ao trocadas. Isto ´ e, se em um

s´ımbolo a SP come¸cou na posi¸c˜ ao 1, ent˜ ao no pr´ oximo s´ımbolo a posi¸c˜ ao inicial ser´ a em

4. Em cada s´ımbolo as SP est˜ ao espa¸cadas de 12 portadoras. Esses espa¸cos entre as SP precisam ser interpolados no dom´ınio tempo e na frequˆ encia, conhecido como interpola¸c˜ ao bidimensional (2D), ou somente no dom´ınio da frequˆ encia. Existem diversos tipos de estima¸c˜ ao de canal, mas nesse projeto foram implementados 4 tipos: Linear Piecewice, Linear Piecewice 2D, Cubic Spline e Cubic Spline 2D. A implementa¸c˜ ao da interpola¸c˜ ao linear ´ e simples e possui baixa complexidade computacional. A Equa¸c˜ ao 15 representa a interpola¸c˜ ao linear,

H

(k) = (1 − r).H

(k) + r.H

(k + 1) (15) onde H

(k) ´ e o valor estimado, k ´ e a posi¸c˜ ao da SP, H

(k) ´ e a fun¸c˜ ao de transferˆ encia da SP atual e H

(k +1) ´ e a fun¸c˜ ao de transferˆ encia da pr´ oxima posi¸c˜ ao da SP. A vari´ avel r representa a raz˜ ao l/L, onde L ´ e o n´ umero de amostras entre as SP, e l, a distˆ ancia entre a SP atual e a k-´ esima portadora (KANG; HA; JOO, 2003).

A interpola¸c˜ ao Cubic Spline utiliza um polinˆ omio de terceira ordem para estimar os valores entre cada SP. Essa t´ ecnica obt´ em os coeficientes dos polinˆ omios a partir de 4 sinais adjacentes de referˆ encia e suas derivadas de segunda ordem , como ´ e mostrado na Equa¸c˜ ao 16.

H(k) = A(r).H

(k) + B(r).H

(k + 1) + C(r).z(k) + D(r).z(k + 1) (16) As constantes A(r), B(r), C(r) e D(r) s˜ ao determinadas pelo valor da raz˜ ao r. As fun¸c˜ oes z(k) e z(k + 1) representam as derivadas de segunda ordem do n-´ esimo sinal de referˆ encia (KANG; HA; JOO, 2003). Ap´ os esses c´ alculos, os valores interpolados s˜ ao obtidos ao inserir os coeficientes adquiridos em um polinˆ omio de terceira ordem. Essa interpola¸c˜ ao ´ e mais efetiva do que a linear. Entretanto, a implementa¸c˜ ao dessa t´ ecnica ´ e mais complicada e possui uma alta complexidade computacional.

Ap´ os a realiza¸c˜ ao da estima¸c˜ ao de canal, as pilotos AC, TMCC e SP s˜ ao removidas.

Dessa forma, por meio de um analisador de espectro, ´ e poss´ıvel observar a constela¸c˜ ao do

sinal recebido sem as pilotos.

4 Resultados

Neste cap´ıtulo s˜ ao apresentados os testes realizados, bem como os resultados obtidos.

Na Figura 16 est´ a ilustrado o flow graph criado no GRC para testar o os blocos de remo¸c˜ ao de de zeros e de sincronismo temporal. Para os testes de detec¸c˜ ao e corre¸c˜ ao de erros inteiros e fracion´ arios de frequˆ encia s˜ ao realizadas pequenas modifica¸c˜ oes no flow graph, as quais ser˜ ao mostradas ao longo do texto.

Figura 16 – Flow graph para o teste de remo¸c˜ ao de zeros e sincronismo temporal

FFT Sinal ISDB-T

Canal

Analisador de espectro

Removedor de zero pad

Sincronismo de Quadro

OFDM Estimador de

Canal Removedor

de Pilotos

MER

Sincronismo Temporal e correção de erros na frequência

Fonte: Acervo pr´ oprio.

O bloco “File source” ´ e respons´ avel por transmitir as amostras do sinal ISDB-T

armazenadas no computador. O bloco “Delay ” insere zeros no come¸co da transmiss˜ ao, assim provocando um atraso no tempo. Por meio do bloco “Channel model ” ´ e poss´ıvel configurar um canal de comunica¸c˜ ao. Nesse bloco ´ e poss´ıvel configurar parˆ ametros como:

amplitude de ru´ıdo branco, desvio de frequˆ encia e multipercurso. Tamb´ em ´ e poss´ıvel

emular quando h´ a taxas diferentes entre o transmissor e receptor. Ap´ os passar por esse

bloco, o sinal ´ e transformado em vetores pelo bloco “Stream to vector ”. O sinal gravado

possui 8192 portadoras e um intervalo de guarda de 1/8, logo, o tamanho do vetores

entregues ` a FFT devem ter um tamanho de 9216. Com a realiza¸c˜ ao do sincronismo

temporal o intervalo de guarda ´ e removido, assim, o tamanho dos vetores volta a ser de

8192. A constela¸c˜ ao do sinal ap´ os a FFT pode ser observado na Figura 17. Tamb´ em

foram testados sinais com intervalo de guarda de 1/16.

Figura 17 – Constela¸c˜ ao do sinal ap´ os FFT.

Fonte: Acervo pr´ oprio.

Como ´ e poss´ıvel observar na constela¸c˜ ao, as portadoras piloto e os zeros, inseridos devido a t´ ecnica de zero padding, ainda est˜ ao presentes no sinal. Os zeros e as portadoras piloto tamb´ em podem ser observados no dom´ınio do tempo, como ilustra a Figura 18.

Figura 18 – Zeros no dom´ınio do tempo.

Fonte: Acervo pr´ oprio.

O pr´ oximo passo ´ e retirar os zeros, por meio do bloco “zero pad remover ”, e as pilotos,

com o bloco “FrameDeStr”. Esse bloco foi utilizado por Maciel et al. (2015) e cedido pelos

autores.

Para avaliar a implementa¸c˜ ao de sincronismo temporal foram analisados valores obti- dos nas autocorrela¸c˜ oes realizadas. Alguns desses valores podem ser observados na Figura 19.

Figura 19 – Valores de autocorrela¸c˜ oes realizadas.

8192 amostras

Fonte: Acervo pr´ oprio.

A distˆ ancia entre os picos ´ e de 8192 amostras, uma vez que esse ´ e o tamanho da IFFT. A posi¸c˜ ao dos picos indicam a posi¸c˜ ao do in´ıcio do s´ımbolo OFDM. Portanto, pode-se concluir da 19 que o s´ımbolo OFDM est´ a atrasado no tempo o equivalente a 43 amostras, uma vez que um dos picos est´ a na posi¸c˜ ao 8235. Isto ´ e, 8235-8192=43. Se n˜ ao houvesse um atraso no tempo, as posi¸c˜ oes dos picos seriam m´ ultiplos inteiros de 8192.

Com a posi¸c˜ ao do in´ıcio do s´ımbolo agora ´ e poss´ıvel remover o intervalo de guarda e enviar os s´ımbolos OFDM a partir dos seus respectivos in´ıcios.

Na Figura 20 ´ e poss´ıvel observar um sinal QPSK sem sincronismo no tempo.

Figura 20 – Constela¸c˜ ao do sinal ISDB-T sem sincronismo temporal.

Fonte: Acervo pr´ oprio.

Ao realizar o sincronismo temporal a constela¸c˜ ao do sinal fica como ilustrado na Figura 21.

Figura 21 – Constela¸c˜ ao do sinal ISDB-T ap´ os sincronismo temporal.

Fonte: Acervo pr´ oprio.

Para avaliar a detec¸c˜ ao de erros fracion´ arios de frequˆ encia foram inseridos erros cons- tantes e erros com oscila¸c˜ oes no sinal recebido, e, para medir o desempenho, o MER foi avaliado. O flow graph desse teste pode ser observado na Figura 22.

Para os erros com oscila¸c˜ oes foram testadas ondas quadradas, triangulares e senoidais,

como mostram as Figuras 23, 24 e 25. As vari´ aveis ∆

G e ∆

representam, respectiva-

mente, o erro fracion´ ario gerado e o erro fracion´ ario detectado.

No caso da Figura 23, por exemplo, o @1Hz significa que o erro gerado tem uma oscila¸c˜ ao de 1Hz. Ou seja, o erro gerado est´ a entre os valores 0 e 2, mas com uma varia¸c˜ ao de 1Hz.

As siglas SR, RD e PID significam, respectivamente, sem realimenta¸c˜ ao, com reali- menta¸c˜ ao direta e com realimenta¸c˜ ao direta controlada por um PID. A realimenta¸c˜ ao di- reta envia valores de erros residuais de frequˆ encia calculados por meio uma implementa¸c˜ ao cedida por (AKAMINE, 2011). Esses erros s˜ ao calculados dentro do bloco de estima¸c˜ ao de canal e s˜ ao enviados para o bloco de corre¸c˜ ao de erro de frequˆ encia.

Figura 22 – Flow graph para os testes de detec¸c˜ ao de erros fracion´ arios

FFT Sinal ISDB-T_B Canal

Analisador de espectro

Removedor de zero pad

Sincronismo de Quadro

OFDM Estimador de

Canal Removedor

de Pilotos

MER

Sincronismo Temporal e correção de erros na frequência

Fonte: Acervo pr´ oprio.