DESENVOLVIMENTO DE UM ANALISADOR PARA CABOS DE REDE DO TIPO PAR TRANÇADO (UTP) GUILHERME ELIDIO FERRI

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DESENVOLVIMENTO DE UM ANALISADOR PARA

CABOS DE REDE DO TIPO PAR TRANÇADO (UTP)

GUILHERME ELIDIO FERRI

CAMPO GRANDE – MS

2010

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Livros Grátis

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UNIVERSIDADE FEDERAL DO MATO GROSSO DO SUL

PROGRAMA DE PÓS-GRADUAÇÃO

EM ENGENHARIA ELÉTRICA

DESENVOLVIMENTO DE UM ANALISADOR PARA

CABOS DE REDE DO TIPO PAR TRANÇADO (UTP)

Dissertação submetida à

Universidade Federal de Mato Grosso do Sul como parte dos requisitos para a

obtenção do grau de Mestre em Engenharia Elétrica.

GUILHERME ELIDIO FERRI

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Dedico este trabalho a Deus pela saúde e força, a minha família e esposa que sempre me apoiou e me incentivou e a meus amigos.

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AGRADECIMENTOS

São muitos os agradecimento que tenho a prestar. Primeiramente a Deus, pela oportunidade de estar aqui hoje na busca pelo conhecimento e por ter me cercado de amigos que nas horas felizes e nas horas difíceis nunca deixaram de me acompanhar.

Agradeço também meus pais, irmãos e esposa, pelo apoio e dedicação em prol da minha felicidade, os quais procurei honrar em minhas atitudes e são sem dúvida minhas fontes de inspiração.

Ao meu orientador, João Onofre, que acreditou em meu trabalho, dando suporte para realizá-lo. A este tenho profundo respeito e apreço.

Aos amigos do laboratório BATLAB, que me apoiaram nos momentos de dificuldade e propiciaram grandes momentos de alegria, que com certeza ficaram guardados em minha memória por toda minha vida.

Ao Diretor do Centro de Tecnologia da Informação da Marinha, por disponibilizar um período do dia para que eu concluí-se este trabalho. Aos meus novos colegas de trabalho na Marinha do Brasil, em especial o Capitão-de-Corveta (T) Rogers, pela compreensão e apoio.

Ao Diretor do Centro de Eletrônica da Marinha, por disponibilizar seus laboratórios para eu concluir meu projeto. Em especial ao Capitão-de-Corveta (EN) Auro e ao Primeiro-Tenente (EN) Mendes.

Agradeço a Fundação de Apoio ao Desenvolvimento do Ensino, Ciência e Tecnologia do Estado de Mato Grosso do Sul (FUNDECT) pelo apoio financeiro.

Um grande abraço, meus amigos. E que Deus continue iluminando a todos.

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ii

Resumo da Dissertação apresentada à UFMS como parte dos requisitos necessários para a obtenção do grau de Mestre em Engenharia Elétrica.

DESENVOLVIMENTO DE UM ANALISADOR PARA CABOS

DE REDE DO TIPO PAR TRANÇADO (UTP)

GUILHERME ELIDIO FERRI

Mar/2010

Orientador: Dr. João Onofre Pereira Pinto.

Área de Concentração: Inteligência Computacional – Teoria e aplicação em sistema de energia.

Palavras-chave: Par trançado, analisador, UTP, redes. Número de Páginas: 88.

Este trabalho descreve o desenvolvimento de um analisador para cabos de rede do tipo par trançado (UTP - Unshielded Twisted Pair) de baixo custo e que realize os dez testes exigidos pela norma ANSIA/TIA/EIA-568B. O equipamento é composto por dois dispositivos, mestre e escravo. O mestre é responsável por gerenciar e executar os testes e exibir os resultados ao usuário. O escravo tem a finalidade de dar suporte ao mestre e executar três dos dez testes. O projeto físico do mestre é dividido em quatro blocos, sendo estes, controle, transmissor, amostragem e TDR (Time Domain Reflectometry). O bloco de controle é responsável pelo gerenciamento, execução e exibição dos testes, este foi programado na linguagem C e se utilizou o software MPLAB da microchip e Proteus da Labcenter Eletronics para sua validação. Os blocos de transmissão e amostragem, destinados a geração e captura dos sinais usados nos testes foram simulados com o auxílio do software Proteus. O bloco TDR, usado para diagnosticar falhas no cabo foi simulado também com o software Proteus. Os resultados obtidos nas simulações foram satisfatórios. Depois de simulados, foi construído um protótipo que possibilitou a validação do equipamento.

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iii

Abstract of Dissertation presented to UFMS as a partial fulfillment of the requirements for the degree of Master in Electrical Engineering.

DEVELOPMENT OF AN ANALYZER FOR NETWORK

CABLES OF TYPE TWISTED PAIR (UTP)

GUILHERME ELIDIO FERRI

March /2010

Advisor: Dr. João Onofre Pereira Pinto.

Area of Concentration: Computing Intelligence. Theory and application in energy system. Keywords: Twisted Pair, analyzer, UTP, network.

Number of Pages: 88.

This work describes the development of a low cost analyzer for network cables of type twisted pair (UTP - Unshielded Twisted Pair) and that carry ten tests out required by ANSIA/TIA/EIA-568B rule. The equipment is made up for two devices, master and slaver. The master is responsible for the tests manage and show the results to the user. The slaver has the aim to give support to the master and to carry three of the ten tests out. The master physical project is divided in four blocks, which are, control, transmission, sample and TDR (Time Domain Reflectometry). The control block is responsible for the manager, carrying out and show the tests, this was programmed in C language and it used the MPLAB software from microchip and Proteus from Labcenter Electronics for its validation. The transmission and sample blocks, used for created and capture of signs used in the tests were simulated with aid of Proteus software. The TDR block, used to diagnose fails in the cable was simulated also with the Proteus software. The simulates results obtained was satisfactory. After its simulate, was made a prototype that can the validation of equipment.

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iv

SUMÁRIO

LISTA DE FIGURAS ... viii

LISTA DE TABELAS ... x LISTA DE SÍMBOLOS ... xi 1 INTRODUÇÃO ... 13 1.1 Objetivo ... 13 1.2 Introdução ... 13 1.3 Organização da Dissertação ... 14 2 MEIOS DE TRANSMISSÃO ... 15 2.1 Introdução ... 15

2.2 Cabo de par trançado não blindado (UTP) ... 15

2.3 Tecnologia 10Base-T ... 18 2.4 Tecnologia 100Base-T ... 18 2.5 Tecnologia 1000Base-T ... 19 2.6 Considerações finais ... 19 3 PADRÕES ... 20 3.1 Introdução ... 20

3.2 Principais tópicos abordados na certificação ... 20

3.2.1 Mapa de fios ... 20

3.2.2 Perda por inserção ... 22

3.2.3 Diafonia próxima (NEXT) ... 23

3.2.4 Diafonia próxima por soma de potências (PSNEXT) ... 24

3.2.5 Diafonia distante de mesmo nível (ELFEXT) ... 25

3.2.6 Diafonia distante por soma de potência de mesmo nível (PSELFEXT) .. 26

3.2.7 Perda de retorno ... 27

3.2.8 Atraso de propagação ... 28

3.2.9 Comprimento do cabo ... 29

3.2.10 Desvio de atraso ... 29

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v

4 LINHAS DE TRANSMISSÃO ... 30

4.1 Introdução ... 30

4.2 Parâmetros característicos de uma linha de transmissão ... 30

4.2.1 Parâmetros Primários ... 31

4.2.2 Parâmetros Secundários ... 33

4.2.3 Atenuação e defasamento do sinal ... 34

4.3 Equações Gerais de tensão e corrente ... 35

4.4 Considerações finais ... 39

5 REFLECTOMETRIA NO DOMÍNIO DO TEMPO ... 40

5.2 Propagação de uma onda eletromagnética (OEM) em um condutor ... 40

5.3 Casamento de impedância... 41 5.4 Reflexão de sinais ... 42 5.5 Considerações finais ... 44 6 DEFINIÇÃO DO HARDWARE ... 45 6.1 Introdução ... 45 6.2 Metodologia de Trabalho ... 45

6.3 Definição do diagrama de blocos do ACR Mestre ... 45

6.3.1 Bloco de Controle ... 46

6.3.1.1 Display e Teclado ... 46

6.3.1.2 Controle de Terra e Transceiver ... 47

6.3.1.3 Microcontrolador ... 47 6.3.2 Bloco de Transmissão ... 47 6.3.3 Bloco de Amostragem ... 48 6.3.3.1 Comparador ... 49 6.3.4 Bloco TDR ... 49 6.3.4.1 Gerador de Pulso ... 50 6.3.4.2 Contadores ... 51

6.4 Definição do diagrama de blocos do ACR Escravo... 52

6.4.1 Controle de Acoplamento ... 53

(10)

vi

7 DEFINIÇÃO DO SOFTWARE ... 55

7.2 Fluxograma Resumido do Software ... 55

7.3 Protocolo de Comunicação ... 56

7.3.1 Pacote de Controle ... 56

7.3.2 Pacote de Dados ... 57

7.3.3 Pacote de Aviso ... 58

7.4 Fluxograma Geral do software ... 59

7.5 Processo Inicial ... 60

7.6 Cálculo dos Resultados ... 61

7.6.1 Cálculo da Perda por Inserção e ELFEXT ... 61

7.6.2 Cálculo da Perda de Retorno e NEXT ... 62

7.6.3 Cálculo da PSNEXT e PSELFEXT ... 63

7.7 Ajuste dos Resultados ... 63

7.8 Exibição dos Resultados ... 64

7.9 Considerações finais ... 65

8 RESULTADOS EXPERIMENTAIS ... 66

8.2 Protótipo do Mestre e Escravo ... 66

8.3 Resultados Experimentais do Mestre ... 67

8.3.1 Bloco de Transmissão e Recuperação dos Sinais Amostrados ... 67

8.3.2 Bloco de Amostragem ... 69

8.3.2.1 Teste de Diafonia próxima (NEXT) ... 71

8.3.3 Bloco TDR ... 71

8.3.3.1 Gerador de pulso ... 71

8.3.3.2 Identificador ... 72

8.4 Resultados Experimentais do Escravo ... 75

8.4.1 Bloco de Controle ... 76

8.4.2 Bloco de Amostragem ... 77

8.4.2.1 Teste de Diafonia distante de mesmo nível (ELFEXT) ... 78

8.5 Considerações Finais ... 79

(11)

vii

BIBLIOGRAFIA ... 82 ANEXO A – LAYOUT DO ACR MESTRE ... 84 ANEXO B – LAYOUT DO ACR ESCRAVO ... 85

(12)

viii

LISTA DE FIGURAS

Figura 2.1 – Cabo UTP [1]. ... 16

Figura 2.2 - Distância máxima especificada para cabos UTPs [1]. ... 17

Figura 3.1 – (a) Circuito aberto, (b) Curto circuito. ... 21

Figura 3.2 – (a) Direto, (b) Cruzado (crossover) e (c) Rollover. ... 21

Figura 3.3 – Efeito da NEXT em dois pares [3]. ... 23

Figura 3.4 – Soma das potências da Diafonia Próxima (PSNEXT) [3]. ... 25

Figura 3.5 – Processo de medição da FEXT. [3] ... 26

Figura 3.6 – Processo simbólico da medição da PSELFEXT [3]. ... 27

Figura 3.6 – Processo de medição do tempo de propagação em um cabo. ... 29

Figura 4.1 – Circuito equivalente de uma fatia de comprimento ∆z de uma linha de transmissão [7]. ... 31

Figura 4.2 – Evolução da amplitude da onda incidente ao longo da linha [7] ... 38

Figura 5.2 – Igualdade de impedância entre fonte e carga [5]. ... 42

Figura 5.3 – Impedância em função da freqüência. ... 42

Figura 5.4 – Reflexão do sinal emitido [5]. ... 43

Figura 5.5 – Variação do coeficiente de reflexão em função da impedância da carga. ... 43

Figura 5.6 – Relação da resistência da carga com o sinal refletido [16]. ... 44

Figura 6.1 – Diagrama de blocos do ACR Mestre. ... 46

Figura 6.2 – Definição do teclado. ... 46

Figura 6.3 – Circuito envolvendo o controle de terra e o transceiver. ... 47

Figura 6.4 – Detalhamento do bloco transmissor. ... 48

Figura 6.5 – Detalhamento do bloco de amostragem. ... 48

Figura 6.7 – Detalhamento do circuito do gerador de pulso. ... 50

Figura 6.8 – Detalhamento do circuito do identificador. ... 50

Figura 6.9 – Diagrama de tempo dos contadores de 16 bits em paralelo. ... 51

Figura 6.10 – Detalhamento dos contadores de 16 bits em paralelo. ... 52

Figura 6.11 – Diagrama de blocos do escravo. ... 52

Figura 6.12 – Acoplamento entre cabo UTP e carga. ... 53

Figura 6.13 – Detalhamento do circuito de controle de acoplamento. ... 53

Figura 7.1 – Fluxograma resumido do software. ... 55

(13)

ix

Figura 7.3 – Diagrama de tempo da fase 1 no processo inicial do escravo. ... 60

Figura 7.4 – Diagrama de tempo da fase 2 no processo inicial do escravo. ... 61

Figura 7.5 – Representação da soma de potência sobre um par. ... 63

Figura 7.6 – Diagrama do conteúdo de exibição do display durante processo de teste. ... 64

Figura 7.7 – (a) Mapa de fios correto (b) Pinos em aberto (c) Pinos em curto circuito. ... 64

Figura 8.1 – Protótipo do Mestre. ... 66

Figura 8.2 – Protótipo do Escravo. ... 67

Figura 8.3 – Simulação dos blocos de transmissão e amostragem. ... 67

Figura 8.4 – Teste do processo de transmissão. ... 68

Figura 8.5 – Processo de recuperação do sinal amostrado... 68

Figura 8.6 – (A) Sinal Amostrado, (B) Sinal após retificação. ... 69

Figura 8.7 – (A) Sinal recuperado. (B) Tensão no Capacitor. ... 69

Figura 8.8 – Simulação do comparador. ... 70

Figura 8.9 – Teste do comparador. (A) Referência, (B) Sinal Recuperado e (C) Resultado. ... 70

Figura 8.10 – Efeito da NEXT sobre um par de fios. ... 71

Figura 8.11 – Teste do Gerador de Pulso. ... 72

Figura 8.12 – Saídas dos amplificadores operacionais. ... 73

Figura 8.13 – Tensão dos sinais depois de retificados. ... 73

Figura 8.14 – Simulação do Identificador para um sinal refletido negativo. ... 74

Figura 8.15 – Teste real do Identificador para um sinal refletido negativo. ... 74

Figura 8.16 – Simulação do Identificador para um sinal refletido positivo... 75

Figura 8.17 – Teste real do Identificador para um sinal refletido positivo. ... 75

Figura 8.18 – Teste dos sinais da Fase 1 no processo inicial. ... 76

Figura 8.19 – Teste dos sinais da Fase 2 no processo inicial (Parte 1). ... 76

Figura 8.20 – Teste dos sinais da Fase 2 no processo inicial (Parte 2). ... 77

Figura 8.21 – (A e B) Sinais Transmitidos, (C e D) Sinais recebidos. ... 77

Figura 8.22 – (A e B) Sinais diferenciais transmitidos e (C) Tensão no capacitor de amostragem. ... 78

(14)

x

LISTA DE TABELAS

Tabela 2.1 – Categoria dos cabos UTP. ... 16

Tabela 2.2 – Codificação dos pares para 10Base-T e 100Base-T... 17

Tabela 3.1 – Valores limites de Perda Por Inserção permitida pelos órgãos de padronização (ANSI/EIA/TIA). ... 22

Tabela 3.2 – Valores limites para NEXT permitidos pelos órgãos de padronização (ANSI/EIA/TIA). ... 24

Tabela 3.3 – Valores limites para PSNEXT permitidos pelos órgãos de padronização (ANSI/EIA/TIA). ... 25

Tabela 3.4 – Valores limites para ELFEXT permitidos pelos órgãos de padronização (ANSI/EIA/TIA). ... 26

Tabela 3.5 – Valores limites para PSELFEXT permitidos pelos órgãos de padronização (ANSI/EIA/TIA). ... 27

Tabela 3.6 – Valores limites para Perda de Retorno (Return Loss) permitidos pelos órgãos de padronização (ANSI/EIA/TIA). ... 28

Tabela 7.1 – Tipos de protocolo de comunicação. ... 56

Tabela 7.2 – Pacote de controle. ... 56

Tabela 7.3 – Códigos de operação (CO) e seus respectivos valores. ... 56

Tabela 7.4 – Valores para cada par de fios do RJ-45. ... 57

Tabela 7.5 – Exemplo de envio de pacote de controle. ... 57

Tabela 7.6 – Pacote de Dados. ... 57

Tabela 7.7 – Tipo de Teste e seus valores. ... 57

Tabela 7.8 – Freqüências usadas nos testes e seus códigos em binário. ... 58

Tabela 7.9 – Pacote de Aviso. ... 58

Tabela 7.10 – Tipos de avisos e seus códigos binários. ... 58

Tabela 7.11 – Armazenamento dos dados amostrados para perda por inserção e ELFEXT. ... 62

(15)

xi

LISTA DE SÍMBOLOS

UTP -Unshielded Twisted Pair (Cabo de par trançado não-blindado) LAN -Local Area Network (Rede de comunicação local)

EMI -Electromagnetic Interference (Interferência Eletromagnética) RFI -Radio FrequencyIinterference (Interferência por Radio Freqüência) bps -bits por segundo

ISDN -Integrated Services Digital Network (Serviços integrados para rede de comunicação digital)

STP -Shielded Twited Pair (Cabo de par trançado blindado)

EIA -Electronic Industries Alliance (Aliança das Indústrias Eletrônicas) TIA -Telecommunications Industry Association (Associação das Indústrias

de Telecomunicação)

AWG -American Wire Gauge (Bitola de Fio Americano) PVC -Policloreto de vinila

IEEE -Institute of Electrical and Electronics Engineers (Instituto de Engenharia Elétrica e Eletrônica)

NRZI -Non-Return to Zero Inverted (Não-Retorno a zero invertido) NEXT -Near-end Crosstalk (Linha Cruzada Próxima)

FEXT -Far-end Crosstalk (Linha Cruzada Distante)

PSNEXT -Power Sum Near-end Crosstalk (Soma de Potência para Linha Cruzada próxima)

PSFEXT -Power Sum Equal Level FEXT (Soma de Potência para Linha Cruzada Distante)

ELFEXT -Equal Level FEXT (FEXT de mesmo nível) VNP -Velocidade nominal de propagação do cabo

v - Índice de refração

C -Velocidade da Luz no vácuo (299792458 m/s)

tp -Tempo de propagação

TDR -Time Domain Reflectometer (Reflectometria no Domínio do Tempo)

TT -Taxa de Torções de um cabo UTP

zreal -Comprimento real do cabo

R -Resistência por unidade de comprimento (Ω/m) L -Indutância por unidade de comprimento (H/m) G -Condutância por unidade de comprimento (S/m) C -Capacitância por unidade de comprimento (F/m) F/m -Farad por metro

S/m -Siemens por metro H/m -Henry por metro Ω/m -Ohms por metro

Ro -Resistência em corrente continua por unidade de comprimento

d -Diâmetro do condutor sem isolação (mm)

D -Distância entre os dois condutores (mm)

Ρ -Resistividade do cobre (ρ=17.241 Ω.mm²/km)

αt -Coeficiente médio de temperatura do condutor (cobre = 0.00382)

(16)

xii

Rt -Resistência à temperatura t

t -Temperatura do cabo

R20ºC -Resistência do condutor a 20 ºC

δ -Efeito Pelicular

σcond -Condutividade do condutor (58.1 m/mm²)

f -Freqüência em Hertz

µ -Permeabilidade magnética do dielétrico

r -Raio do condutor

σdiel -Condutividade do dielétrico

ε -Permeabilidade do dielétrico

γ -Constante de propagação

Zo -Impedância característica da linha

α -Constante de atenuação β -Constante de fase Np -Neper (1 Np = 8.686 dB) dB -Decibéis Rad -Radianos z -Comprimento do cabo

∆z -Pequena seção da linha de transmissão

VF -Tensão da fonte Vi -Tensão incidente Vr -Tensão refletida ΓL -Coeficiente de reflexão tr -Tempo de retorno PL -Potência na carga

OEM -Onda Eletromagnética

RF -Resistência da Fonte

RL -Resistência da Carga

XF -Parte reativa da Fonte

XL -Parte reativa da Carga

tpd -Time Popagation Delay (Atraso de propagação)

Vpp -Tensão de pico-a-pico

ACR -Analisador para Cabos de Rede

ns -Nanosegundo (10-9 s)

C1 -Contador 1

C2 -Contador 2

(17)

Capítulo 1 – Introdução 13

C

APÍTULO

1

1 INTRODUÇÃO

1.1 Objetivo

O objetivo deste trabalho é desenvolver um equipamento que permita a análise de cabos do tipo par trançado usados na interconexão de computadores, visando minimizar o custo de implementação do mesmo sem a perda das funcionalidades exigidas pelas normas internacionais.

1.2 Introdução

Atualmente os computadores desempenham papel fundamental na sociedade, através deles é possível ter acesso a uma grande quantidade de informações e funcionalidades em tempo real. A interconexão entre os computadores pode ser feita de duas formas, através de meios guiados (cabos de metal ou ópticos) ou não guiados (via ondas eletromagnéticas).

O cabo de par trançado não blindado (UTP) trata-se de um meio guiado de cobre que foi desenvolvido para substituir os tradicionais cabos coaxiais, os fios que constituem os cabos UTP são trançados por toda a extensão e envolvidos com uma capa protetora. As principais características desse cabo é o suporte a altas freqüências, resistência física, redução da interferência eletromagnética, fácil instalação e baixo custo. O cabo UTP é muito usado na instalação de redes locais (LAN – Local Area Network), normalmente a topologia usada é a estrela, onde todos os terminais estão conectados a um concentrador.

Os equipamentos de teste para cabos de transmissão de dados desempenham papel fundamental na prevenção e diagnostico de falhas que normalmente estão relacionados com a camada física. O que se verifica é que nem sempre os instrumentos de teste são usados, o motivo principal é o elevado custo destes equipamentos. Esse trabalho se propõe a desenvolver um equipamento que contenha todos os testes exigidos, para certificação de cabos do tipo par trançado categorias 4, 5, 5e e 6, buscando reduzir o custo de produção do equipamento.

O padrão ANSIA/TIA/EIA-568B especifica dez testes que o cabo de cobre deve passar antes que possa ser usado em redes locais Ethernet de alta velocidade. Todos os links de cabos

(18)

Capítulo 1 – Introdução 14

deverão ser testados até a capacidade máxima que é aplicada a categoria do cabo em teste. Os dez testes especificados estão descritos no capítulo 3.

1.3 Organização da Dissertação

O capítulo 2 apresenta os meios de comunicação, onde são abortados assuntos pertinentes aos tipos de cabos de par trançado, suas características e as tecnologias que serão testadas pelo analisador proposto neste trabalho. O capítulo 3 define os dez testes que são usados para a certificação de cabos de rede do tipo par trançado, estes testes são definidos pelo padrão internacional ANSIA/TIA/EIA-568B. Cada teste é detalhado e para os testes de atenuação e linha cruzada as tabelas com valores limites são mostrados.

Os cabos de par trançado apresentam características estruturais que podem ser modeladas de forma a definir as propriedades elétricas do cabo. O capítulo 4 exibe a teoria das linhas de transmissão aplicada para cabos de par trançado de alta velocidade. Neste capítulo são estudadas as equações que definem os parâmetros primários e secundários do cabo. Em seguida são definidas duas equações, que representam à tensão e corrente em um ponto qualquer do cabo.

O capítulo 5 apresenta o estudo sobre reflectometria no domínio do tempo (TDR). Inicialmente são estudados os motivos pela quais existem reflexões em uma linha. Posteriormente são mostradas as características das reflexões e quais suas utilidades neste trabalho.

Os capítulos 6 e 7 mostram as definições do hardware e software do mestre e escravo. No capítulo 6 os blocos que compõe os equipamentos são exibidos e detalhados. O capítulo 7 mostra as características do software através de fluxogramas.

O capítulo 8 apresenta os resultados experimentais que são obtidos através das simulações e testes com o protótipo. O capítulo 9 apresenta a conclusão, dificuldades encontradas, soluções propostas e sugestões para trabalhos futuros.

(19)

Capítulo 2 – Meios de Transmissão 15

C

APÍTULO

2

2 MEIOS DE TRANSMISSÃO

2.1 Introdução

Os meios de transmissão são classificados em duas formas gerais guiados e não-guiados, sendo que, guiados são os condutores metálicos ou fibra ótica, e os não-guiados são sinais que trafegam no formato de ondas eletromagnéticas ou microondas. Ambos os sinais estão sujeitos a interferências do meio, os cabos de cobre, por exemplo, não apenas estão expostos as interferências externas, mas também são limitados em extensão devido a condições do próprio cabo.

Esta seção apresenta o estudo sobre cabos de par trançado do tipo UTP, suas aplicações e características. Ao final deste capitulo é abordado as tecnologias que o equipamento usará como base para seus testes.

2.2 Cabo de par trançado não blindado (UTP)

O cabo de par trançado não blindado (UTP), é constituído por quatro pares de fios entrelaçados entre si, cada um dos oito fios individuais de cobre no cabo é coberto por um material isolante. Esse tipo de cabo usa apenas o efeito de cancelamento, produzido pelos pares de fios trançados para limitar a distorção do sinal causada por EMI (Interferência eletromagnética) e RFI (interferência de radio freqüência) e a diafonia, que consiste na interferência provocada pelos cabos adjacentes. Para reduzir a diafonia entre os pares no cabo UTP, o número de tranças de cada categoria de cabos varia. O cabo UTP deve seguir criteriosamente as especificações que se refere à quantidade de tranças que são permitidas por metro de cabo. A Tabela 2.1 mostra a relação dos cabos UTPs e suas respectivas categorias.

(20)

Tabela 2.1 – Categoria dos cabos UTP.

Categoria Descrição de Uso Exemplos de Redes

1 Cabos com taxa de transmissão Sistema de alarmes, telefone e outras de até 56 Kbps. aplicações não críticas.

2 Cabos com taxa de transmissão Sistemas com baixa transferência

de até 1 Mbps de dados

3 Cabos e hardware com largura 10BaseT, Token-Ring de 4Mbps, de banda de até 16 MHz 100BaseT4, 100VG-AnyLan, ISDN. 4 Cabos e hardware com largura Token-Ring de 16Mbps, 10BaseT

de banda de até 20 MHz

5 Cabos e hardware com largura 100BaseTX, Sonet, OC-3 (ATM) de banda de até 100 MHz

6 Cabos e hardware com largura 1000BaseT, 1000BaseTX banda de até 250 MHz

Fonte [10] Os cabos UTPs são constantemente utilizados em projetos de redes, por fatores físicos e econômicos, pois ele é de fácil manuseio e instalação e principalmente o baixo custo de aquisição considerando os parâmetros de custo e desempenho.

Existe no mercado o STP (Shielded Twited Pair), que é também um cabo de par trançado, mas que apresenta blindagem contra interferência externa, sua aplicação geralmente é em locais com fortes interferências geradas, por exemplo, por motores de uma indústria.

Figura 2.1 – Cabo UTP [1].

Cabos UTP possuem oito fios (quatro pares) com cores distintas, como mostra a Figura 2.1, mas tanto no padrão 10Base-T quanto no 100Base-T (10 Mbps e 100 Mbps, respectivamente) apenas quatro desses fios (dois pares) são realmente utilizados. Um par é usado para transmissão dos dados e outro para recepção. A Tabela 2.2 mostra os pares usados na transmissão e recepção em um cabo UTP.

(21)

A sigla TD significa transmissor diferencial, os sinais positivo (+) e negativo (-) indicam que um é o inverso do outro, a sigla RD é o receptor diferencial que é conectado ao transmissor mantendo os sinais positivo e negativo, esses sinais são mostrados na Tabela 2.2.

Tabela 2.2 – Codificação dos pares para 10Base-T e 100Base-T.

Pinos Cor Função

1 Branco/Verde +TD

2 Verde -TD

3 Branco/Laranja +RD

4 Azul Não usado

5 Branco/Azul Não usado

6 Laranja -RD

7 Branco/Marrom Não usado

8 Marrom Não usado

Como qualquer condutor metálico, o cabo UTP tem seu comprimento limitado por suas condições físicas, segundo a EIA/TIA 568, após 100 metros não é garantida a entrega correta dos dados. A Figura 2.2 mostra a distância máxima especificadas para cabos UTP sem o uso de repetidores.

Figura 2.2 - Distância máxima especificada para cabos UTPs [1].

Os cabos de categoria 4 tem uma impedância característica de 100 ohms com 22 ou 24 AWG, e é testado para uma largura de banda de 20MHz. O cabo de categoria 4 funciona bem com instalações 10Base-T, com transmissão de 10 Mbps sobre banda base.

Os cabos de categoria 5 e 5e são compostos por 4 pares de fios trançados sem blindagem com 22 ou 24 AWG e uma impedância característica de 100 ohms. Testado para uma largura de banda de 100 MHz, esse cabo é capaz de transportar uma sinalização de 100 Mbps.

Os cabos de categoria 6 também são compostos de 4 pares de fios de cobre de 24 AWG isolados em polietileno especial, envoltos com uma capa de PVC. A principal diferença entre as categorias 4, 5, 5e e 6 é o número de tranças por metro, que segundo [11] dois fios em paralelo formam uma antena simples. Quando os fios são trançados, as ondas de diferentes partes dos fios se cancelam, o que significa menor interferência. Quanto maior a categoria maior a quantidade de espiras e menor a interferência [4].

(22)

2.3 Tecnologia 10Base-T

A tecnologia 10Base-T foi introduzida em 1990, ela usa cabos de cobre trançados, não blindados (UTP), que é mais barato e mais fácil de instalar que o cabo coaxial. O cabo é conectado a um dispositivo central. Esse dispositivo pode ser um hub, ele se localizava no centro de um conjunto de cabos que são distribuídos aos computadores, conhecido como topologia estrela. Originalmente, 10Base-T usava um protocolo half-duplex, onde as transmissões ocorrem em uma direção de cada vez, posteriormente foi introduzida a tecnologia full-duplex.

A tecnologia Ethernet 10Base-T usa codificação Manchester, seu comprimento máximo é de 90 metros para cabos horizontais segundo os padrões de infra-estrutura da ANSI/EIA/TIA 568, seu conector é o RJ-45 de oito pinos.

2.4 Tecnologia 100Base-T

Segundo [11], o padrão 802.3u, foi oficialmente aprovado pelo IEEE em 1995. Esse padrão popularmente conhecido como fast Ethernet não era um padrão novo, mas sim uma evolução do padrão Ethernet. Sua principal melhoria foi a redução do tempo de bit, que antes era de 100ns passou a ser 10ns, portanto essa tecnologia transporta dados a uma taxa de 100 Mbps com uma freqüência de sinalização de 100 MHz.

O projeto 100Base-T baseado no 10Base-T, usa cabos de par trançado de categoria 5 ou superior, para transmitir 100 Mbps em banda base. São usados somente dois pares trançados, um transmissor e outro receptor.

Segundo [11] essa nova tecnologia não usa mais uma codificação binária comum de dois níveis significativos, ela possui um esquema chamado 4B/5B que basicamente transforma 4 bits em 5 bits, essa codificação foi criada para evitar que uma seqüência de três bits zeros consecutivos estejam presentes na linha de transmissão. Segundo [10] a codificação 4B/5B foi criada para resolver os problemas causados por zeros consecutivos da codificação

Manchester, no entanto ainda restava o problema de uns consecutivos, foi então adotado a

codificação NRZI (Non-Return to Zero Inverted), que se preocupa com uns seguidos. “Juntas as codificações 4B/5B e NRZI obtiveram uma eficiência de 80% na transmissão”[10].

(23)

2.5 Tecnologia 1000Base-T

Segundo [11], o padrão 802.3z conhecido como gigabit Ethernet foi ratificada pelo IEEE em 1998. O objetivo dessa nova tecnologia era o mesmo do padrão 802.3u, que consiste em aumentar sua velocidade em dez vezes, passando o tempo de bit de 10ns para 1ns e manter os padrões de quadros da Ethernet.

As redes Ethernet de gigabit que utiliza a tecnologia 1000Base-T usam um esquema de codificação diferente, pois a transmissão de dados em fios de cobre com tempo de bit de 1ns é muito difícil. Essa solução utiliza os quatro pares trançados de categoria 5e para permitir a transmissão de quatro símbolos em paralelo. “Esse esquema permite que um único símbolo codifique 00, 01, 10, 11 ou um valor especial para fins de controle” [11]. Desse modo, um par de fios transmite dois bits simultâneos, tendo o cabo quatro pares, a quantidade de bits por ciclo é de oito bits. Com um sinal a 125 MHz, sendo 8 bits transmitidos por ciclo, tem-se 8 bits vezes 125 MHz o que resulta em 1 Gbps [11].

2.6 Considerações finais

Os cabos UTPs são o centro do desenvolvimento deste trabalho, no entanto o cabo é um condutor de informações e existem várias tecnologias operando junto a ele. As tecnologias 10Base-T, 100Base-T e 1000Base-T foram escolhidas em virtude da sua grande aceitação mundial na confecção de redes de computadores. O equipamento final de análise deverá ser capaz de realizar os testes com base nessas tecnologias.

(24)

Capítulo 3 – Padrões 20

C

APÍTULO

3

3 PADRÕES

3.1 Introdução

Este capítulo tem por objetivo apresentar os tópicos abordados na certificação de cabos de par trançado destinados à comunicação de dados. São necessários dez testes para certificar que o cabo está em condições de transmitir sem percas consideráveis de dados.

3.2 Principais tópicos abordados na certificação

Segundo a norma ANSIA/TIA/EIA-568B, dez testes devem ser realizados em um cabo do tipo par trançado antes que possa ser usado. O cabo é considerado certificado se nenhum dos dez testes resultarem em valores discrepantes dos exigidos pela norma. Os dez testes são os seguintes:

• Mapa de fios • Perda por inserção

• Diafonia próxima (NEXT – Near-end crosstalk)

• Diafonia próxima por soma de potências (PSNEXT – Power sum near-end

crosstalk)

• Diafonia distante de mesmo nível (ELFEXT – Equal-level far-end crosstalk) • Diafonia distante por soma de potência de mesmo nível (PSELFEXT – Power sum

equal-level far-end crosstalk)

• Perda de retorno • Atraso de propagação • Comprimento do cabo • Desvio de atraso

3.2.1 Mapa de fios

O padrão Ethernet especifica que cada um dos pinos em um conector RJ-45 tenha um determinado propósito. Uma placa de rede transmite sinais nos pinos 1 e 2, e recebe sinais nos

(25)

pinos 3 e 6 para as tecnologias Ethernet e fast Ethernet. A gigabit Ethernet usa todos os quatro pares de fios durante a transmissão [1].

Os fios do cabo UTP precisam estar conectados aos pinos corretos de cada extremidade de um cabo. O teste de mapa de fios garante que não existe nenhum circuito aberto ou curto no cabo. Um circuito aberto ocorre se o fio não for ligado corretamente ao conector. Um curto circuito ocorre se dois fios forem ligados um ao outro. A Figura 3.1 mostra um mapa de fios sinalizando um circuito aberto (a) e outro um curto circuito (b).

Figura 3.1 – (a) Circuito aberto, (b) Curto circuito.

O conector pode ter três formas diferentes de configurações, direto, cruzado e rollover. A Figura 3.2 mostra a ligação que é feita nos pinos do conector para cada tipo de configuração. 1 2 3 4 5 6 7 8 1 2 3 4 5 6 7 8 Mapa de Fios (a) 1 2 3 4 5 6 7 8 1 2 3 4 5 6 7 8 Mapa de Fios (b) 1 2 3 4 5 6 7 8 1 2 3 4 5 6 7 8 Mapa de Fios (c)

Figura 3.2 – (a) Direto, (b) Cruzado (crossover) e (c) Rollover.

O tipo Rollover é usado para conectar um computador à entrada de console de roteadores e switchs. O mapa de fios deve ser capaz de mostrar as conexões dos pares de fios e classificar sua configuração, se um pino estiver conectado de forma errada em uma das pontas este teste é capaz de identificar a falha e mostrá-la.

(26)

3.2.2 Perda por inserção

Sinais eletromagnéticos ao trafegar por um condutor metálico perdem intensidade, e em cabos de rede, procede da mesma forma. Quanto maior a atenuação, menor a amplitude do sinal presente no receptor. A atenuação é proporcional ao comprimento do cabo. Ela é geralmente medida em decibéis, e como se trata da redução do sinal em relação ao sinal original, seu valor é negativo [1]. A atenuação do cabo também está relacionada com o diâmetro do condutor e com a temperatura ambiente.

A diferença de impedância ou descontinuidade de impedância entre conector e cabo provoca a reflexão de parte do sinal, reduzindo mais ainda a amplitude e contribuindo para a atenuação. A combinação dos efeitos da atenuação do sinal e as descontinuidades de impedância em uma linha de comunicações são chamadas de perda por inserção. A perda por inserção é medida inserindo um sinal no cabo e medindo o sinal presente na extremidade mais distante, geralmente o valor obtido é expresso em decibéis. “O padrão TIA/EIA exige que um cabo e seus conectores passem por um teste de perda por inserção antes que possam ser usados como link de comunicações em uma rede local” [1]. A Tabela 3.1 mostra os valores limitantes para perda por inserção para as categorias 3, 4, 5, 5e e 6.

Tabela 3.1 – Valores limites de Perda Por Inserção permitida pelos órgãos de padronização (ANSI/EIA/TIA). Freqüência (MHz) Cat. 3 (dB/100m) Cat. 4 (dB/100m) Cat. 5 (dB/100m) Cat. 5e (dB/100m) Cat. 6 (dB/100m) 1 4.2 2.6 2.5 2.0 2.0 4 7.3 4.8 4.5 4.1 3.8 8 10.2 6.7 6.3 5.8 5.3 10 11.5 7.5 7.0 6.5 6.0 16 14.9 9.9 9.2 8.2 7.6 20 11.0 10.3 9.3 8.5 25 11.4 10.4 9.5 31,25 12.8 11.7 10.7 62,5 18.5 17.0 15.4 100 24.0 22.0 19.8 125 22.4 155 25.2 200 29.0 225 31.0 250 32.8 Fonte [4]

(27)

3.2.3 Diafonia próxima (NEXT)

Quando uma corrente flui através de um condutor, um campo eletromagnético é criado em torno deste, e este pode gerar interferência nos condutores adjacentes, esse efeito é chamado de diafonia e é proporcional ao aumento da freqüência. No caso do cabo UTP, cada par é trançado e os sinais transmitidos são diferenciais com o objetivo de cancelamento de campo mútuo, tornando o efeito de cancelamento proporcional ao número de espiras, portanto quanto maior for à quantidade de tranças do par, menor será o efeito da diafonia e consequentemente, maior será a taxa de transmissão que o cabo suporta [2].

A diafonia NEXT do inglês Near-end crosstalk, trata-se da interferência provocada por um par de fios próximo ao outro e a magnitude da interferência medido na mesma extremidade do transmissor, a Figura 3.3 mostra esse efeito, verifica-se que o sinal sendo transmitido com uma tensão Ve gera uma outra tensão Vr em seu adjacente, a medição de Vr

permite calcular o efeito da NEXT para aquele par. Com o sinal inserido em um par os outros três são medidos, após muda-se o gerador para outro par, e novamente amostram-se os pares restantes, esse processo se repete até que todos os pares tenham sidos conectados ao gerador. Ao termino de todas as amostras, calcula-se o resultado de todos os valores amostrados usando a Equação 3.1. Com os resultados obtidos, seleciona-se o pior caso, ou seja, o par que apresente menor valor em decibéis.

O valor da NEXT é negativo e expresso em decibéis, no entanto, normalmente não se mostra o valor como sendo negativo, portanto quanto menor for Vr maior o valor em decibéis

e menor a interferência, por exemplo, 80dB em termos de NEXT é melhor que 50dB.

Figura 3.3 – Efeito da NEXT em dois pares [3].

O efeito da NEXT é calculado usando como referência a tensão do sinal emitido, a Equação 3.1 mostra como calcular a NEXT em decibéis.

) ( * 20 e r V V Log NEXT = (3.1)

(28)

Os resultados obtidos nos testes devem ser comparados com os valores estipulados pelas normas de utilização destes cabos, a Tabela 3.2 mostra os valores limites de NEXT que cada categoria pode ter, valores menores que os estipulados podem ocasionar redução da qualidade de transmissão.

Tabela 3.2 – Valores limites para NEXT permitidos pelos órgãos de padronização (ANSI/EIA/TIA). Freqüência (MHz) Cat. 3 (dB/pior par) Cat. 4 (dB/ pior par) Cat. 5 (dB/ pior par) Cat. 5e (dB/ pior par) Cat. 6 (dB/ pior par) 1 39.1 53.3 60.3 65.3 74.3 4 29.3 43.3 50.6 56.3 65.3 8 24.3 38.2 45.6 51.8 60.8 10 22.7 36.6 44.0 50.3 59.3 16 19.3 33.1 40.6 47.3 56.2 20 31.4 39.0 45.8 54.8 25 37.4 44.3 53.3 31,25 35.7 42.9 51.9 62,5 30.6 38.4 47.4 100 27.1 35.3 44.3 125 42.8 155 41.4 200 39.8 225 39.0 250 38.3 Fonte [4]

3.2.4 Diafonia próxima por soma de potências (PSNEXT)

A NEXT por Soma de Potências (PSNEXT – Power sum near-end crosstalk) mede o efeito acumulado da NEXT de todos os pares de fios no cabo. A PSNEXT é computada para cada par de fios baseada nos efeitos da NEXT dos outros três pares. O efeito combinado da diafonia de múltiplas fontes simultâneas de transmissão pode ser muito prejudicial ao sinal. A certificação TIA/EIA-568-B exige o teste da PSNEXT [1].

Alguns padrões Ethernet como 10BASE-T e 100BASE-TX recebem dados de apenas um par de fios em cada direção. No entanto, para as novas tecnologias como é o caso do 1000BASE-T que recebe dados simultaneamente de vários pares na mesma direção, as medições de soma de potências é um teste muito importante. A Figura 3.4 mostra o procedimento usado para calcular a PSNEXT.

(29)

Figura 3.4 – Soma das potências da Diafonia Próxima (PSNEXT) [3].

A Tabela 3.3 mostra os valores mínimos que um par pode receber de interferência dos seus adjacentes, assim como a NEXT a PSNEXT é expressa em decibéis e um valor maior representa menor interferência.

Tabela 3.3 – Valores limites para PSNEXT permitidos pelos órgãos de padronização (ANSI/EIA/TIA). Freqüência (MHz) Cat. 3 (dB) Cat. 4 (dB) Cat. 5 (dB) Cat. 5e (dB) Cat. 6 (dB) 1 57.0 62.3 72.3 4 50.6 53.3 63.3 8 45.6 48.8 58.8 10 44.0 47.3 57.3 16 40.6 44.3 54.2 20 39.0 42.8 52.8 25 37.4 41.3 51.3 31,25 35.7 39.9 49.9 62,5 30.6 35.4 45.4 100 27.1 32.3 42.3 125 40.8 155 39.4 200 37.8 225 37.0 250 36.3 Fonte [4]

3.2.5 Diafonia distante de mesmo nível (ELFEXT)

A ELFEXT (Equal Level Fext) é um cálculo que normaliza os efeitos da FEXT (Far End

(30)

Figura 3.5 – Processo de medição da FEXT. [3]

A FEXT é medida na extremidade distante do cabo e não leva em consideração a atenuação sofrida pelo sinal ao se propagar pelo par, a ELFEXT é a FEXT com a atenuação, esse valor qualifica melhor o efeito provocado pelo par adjacente. A ELFEXT é expressa em decibéis, seu valor é calculado usando a Equação 3.1. Os efeitos provocados pela FEXT são mais prejudiciais em redes de alta velocidade principalmente 1000Base-T, a Tabela 3.4 mostra os valores exigidos pelas normas internacionais para cada freqüência.

Tabela 3.4 – Valores limites para ELFEXT permitidos pelos órgãos de padronização (ANSI/EIA/TIA). Freqüência (MHz) Cat. 3 (dB/pior par) Cat. 4 (dB/ pior par) Cat. 5 (dB/ pior par) Cat. 5e (dB/ pior par) Cat. 6 (dB/ pior par) 1 57.0 63.8 67.8 4 45.3 51.7 55.8 8 39.3 45.7 49.7 10 37.4 43.8 47.8 16 33.3 39.7 43.7 20 31.4 37.7 41.8 25 29.4 35.8 39.8 31,25 27.5 33.9 37.9 62,5 21.5 27.8 31.9 100 17.4 23.8 27.8 125 25.9 155 24.0 200 21.8 225 20.8 250 19.8 Fonte [4]

3.2.6 Diafonia distante por soma de potência de mesmo nível (PSELFEXT)

PSELFEXT (Power Sum Equal Level FEXT) é um cálculo e não uma medida. Ele é

derivado de uma soma algébrica dos efeitos individuais do ELFEXT em cada par, pelos três outros pares. Segundo [4], é importante conhecer o PSELFEXT e o PSNEXT para garantir que

(31)

o cabeamento transmita nos quatro pares ao mesmo tempo (Full-Duplex) como ocorre na

Gigabit Ethernet. A Figura 3.6 mostra o processo simbólico para medição da PSELFEXT.

Figura 3.6 – Processo simbólico da medição da PSELFEXT [3].

A Tabela 3.5 exibe os valores limites para a interferência distante por soma de potência, valores maiores que estes podem ocasionar na redução da capacidade de recepção ou transmissão dos equipamentos envolvidos.

Tabela 3.5 – Valores limites para PSELFEXT permitidos pelos órgãos de padronização (ANSI/EIA/TIA). Freqüência (MHz) Cat. 3 (dB/pior par) Cat. 4 (dB/ pior par) Cat. 5 (dB/ pior par) Cat. 5e (dB/ pior par) Cat. 6 (dB/ pior par) 1 54.4 60.8 64.8 4 42.4 48.7 52.8 8 36.3 42.7 46.7 10 34.4 40.8 44.8 16 30.3 36.7 40.7 20 28.4 34.7 38.8 25 26.4 32.8 36.8 31,25 24.5 30.9 34.9 62,5 18.5 24.8 28.9 100 14.4 20.8 24.8 125 22.9 155 21.0 200 18.8 225 17.8 250 16.8 Fonte [4] 3.2.7 Perda de retorno

A perda de retorno é medida em decibéis, que mostra as reflexões que são causadas pelas descontinuidades de impedância em todos os locais ao longo do link. O principal problema da perda de retorno não é a redução da intensidade do sinal. “O problema mais significativo é que os ecos de sinais causados pelas reflexões das descontinuidades de impedância atingirão o receptor a diferentes intervalos causando o atraso de sincronismo do

(32)

sinal” [1]. A Tabela 3.6 mostra os valores limites que um par de fios pode ter de reflexões causadas por descontinuidades de impedância.

Tabela 3.6 – Valores limites para Perda de Retorno (Return Loss) permitidos pelos órgãos de padronização (ANSI/EIA/TIA). Freqüência (MHz) Cat. 3 (dB/pior par) Cat. 4 (dB/ pior par) Cat. 5 (dB/ pior par) Cat. 5e (dB/ pior par) Cat. 6 (dB/ pior par) 1 17.0 20.0 20.0 4 17.0 23.1 23.0 8 17.0 24.5 24.5 10 17.0 25.0 25.0 16 17.0 25.0 25.0 20 17.0 25.0 25.0 25 16.0 24.3 24.3 31,25 15.1 23.6 23.6 62,5 12.1 21.5 21.5 100 10.0 20.1 20.1 125 19.4 155 18.8 200 18.0 225 17.6 250 17.3 Fonte [4] 3.2.8 Atraso de propagação

O atraso de propagação é o tempo gasto por um sinal para percorrer toda a extensão de um cabo. O atraso em um par de fios depende do seu comprimento, taxa de torcimento e propriedades elétricas.

A medição de atraso de propagação é à base de cálculo do comprimento do cabo, como mostra a Equação 3.2. O padrão TIA/EIA-568-B.1 especifica que o comprimento físico do link será calculado usando-se o par de fios com o menor atraso elétrico.

tp c VNP

z=( × )× (3.2)

• z é o comprimento do cabo.

• VNP é a velocidade nominal de propagação do cabo, que para cabos UTP é de 68%. • c é a velocidade da luz no vácuo.

• tp é o tempo de propagação de um pulso ao longo do cabo.

O processo de medição do tempo de propagação de uma onda eletromagnética em um cabo está mostrado na Figura 3.6.

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Figura 3.6 – Processo de medição do tempo de propagação em um cabo.

3.2.9 Comprimento do cabo

Os testadores medem o comprimento do fio baseando-se no tempo gasto por um pulso elétrico em percorrer toda a extensão do cabo, um TDR (Reflexão no Domínio do Tempo) é geralmente usado para este fim. Os fios internos do cabo UTP são trançados e seu comprimento é maior que o medido externamente. Quando um testador de cabos faz uma medição TDR, ele envia um sinal de pulso ao longo do par de fios e mede o tempo exigido para que o pulse volte ao mesmo par de fios, esse tempo é relativo ao comprimento real dos pares, para se obter o comprimento externo do cabo é necessário conhecer a taxa de torções (TT) do cabo, que exprime a porcentagem em que o cabo é maior em relação ao tamanho real. A Equação 3.3 mostra como calcular o comprimento real de um cabo.

) 1 ( TT z z_real = × − (3.2) 3.2.10 Desvio de atraso

O atraso de propagação pode ser diferente entre os pares em um único cabo devido às diferenças no número de tranças e propriedades elétricas de cada par de fios. A diferença de atraso entre pares é conhecida como desvio de atraso. O desvio de atraso é um parâmetro crítico para redes de alta velocidade nas quais os dados são simultaneamente transmitidos. Se o desvio de atraso entre os pares for muito grande, os bits chegam em diferentes tempos e os dados não podem ser reagrupados adequadamente.

3.3 Considerações finais

Um cabo de rede é certificado quando os dez testes são aplicados e nenhum deles resulte em valores maiores que os exigidos pelas normas. O fato de um cabo não passar em um determinado teste não implica na sua impossibilidade de transmissão, mas sim que sua capacidade máxima poderá não ser alcançada. Apenas o teste de mapa de fios quando negativo implica na inoperância do cabo.

(34)

Capítulo 4 – Linhas de Transmissão 30

C

APÍTULO

4

4 LINHAS DE TRANSMISSÃO

4.1 Introdução

Este capítulo tem por objetivo apresentar o estudo sobre linhas de transmissão, a qual se destina a compreensão dos efeitos naturais sofridos por sinais ao trafegar por condutores metálicos, esta teoria pode ser aplicada para compreender os efeitos ocorridos na transmissão em par trançado. A princípio é mostrado o cálculo dos parâmetros primários de uma linha de transmissão, que em seguida são usados para calcular os parâmetros secundários. Por fim, é definida uma equação geral que determina a tensão e a corrente em um ponto qualquer da linha.

4.2 Parâmetros característicos de uma linha de transmissão

Segundo [7], uma seção horizontal de linha é formada pelo esquema representado na Figura 4.1. Os elementos desse esquema são chamados de parâmetros primários, classificados em parâmetros horizontais e parâmetros verticais.

• Parâmetros horizontais:

Ø R (Ω/m): resistência por unidade de comprimento incluindo o efeito pelicular. Ø L (H/m): indutância por unidade de comprimento.

• Parâmetros verticais:

Ø G (S/m): condutância transversal por unidade de comprimento. Ø C (F/m): capacitância por unidade de comprimento.

(35)

Figura 4.1 – Circuito equivalente de uma fatia de comprimento ∆z de uma linha de transmissão [7].

Uma linha de transmissão é dividida em parâmetros horizontais (indutância e resistência) e parâmetros verticais (capacitância e condutância). Os parâmetros horizontais são responsáveis pela redução da amplitude do sinal que trafega pela linha, no caso dos parâmetros verticais a condutância é responsável por fugas de corrente pelo isolamento e a capacitância expressa a capacidade que o cabo tem em armazenar energia entre os condutores. Todos esses fatores estão distribuídos pelo cabo, para saber o seu valor em uma linha de tamanho z basta multiplicar pelo valor do parâmetro (R, L, G e C) [7], os cálculos de resistência, indutância, condutância e capacitância serão descritos nesta seção.

4.2.1 Parâmetros Primários

Resistência ôhmica em corrente continua – Ro:

Em alguns momentos durante a transmissão o comprimento de onda de um sinal pode ser maior que o tamanho da linha de transmissão, nesse período um sinal contínuo está presente no cabo, conhecer a resistência ôhmica em corrente contínua permite saber previamente o que ocorre com o sinal nesta situação. A resistência em corrente contínua é representada pela letra Ro, seu cálculo é baseado nas propriedades físicas do cabo, neste caso

(36)

um cabo de cobre com resistividade ρ = 17.241Ω.mm2/Km e diâmetro d, a Equação 4.1 mostra o cálculo da resistência em corrente continua.

Km d d R_o = 8 ₂ ≅ 44₂ Ω/ π ρ (4.1) A resistência ôhmica de um condutor depende do material que ele foi construído, do coeficiente médio de temperatura e da temperatura ambiente onde o cabo está implantado. Costuma-se usar 20 ºC como temperatura de referência para calcular a resistência à temperatura t [9], como mostra a Equação 4.2.

Ω ∆ + =R₂₀_º (1 t)

R_t _C α_t (4.2)

• αt é o coeficiente médio de temperatura (cobre = 0,00382). • ∆t é a variação da temperatura em relação a 20 ºC.

Resistência ôhmica em corrente alternada – R:

Antes de calcular a resistência em corrente alternada é necessário compreender um efeito que ocorre na transmissão de sinais eletromagnéticos, principalmente quando aplicado a altas freqüências, esse efeito se traduz na concentração da corrente nas proximidades da superfície reduzindo a área de condução e consequentemente aumentando a resistência. No entanto o efeito pelicular (δ), assim como é conhecido, é mais agravante em altas freqüências. A Equação 4.3 mostra como calcular o efeito pelicular [7].

cond f µσ π δ . . . 1 = (4.3)

• σcond é a condutividade do condutor, neste caso o cobre (58,1 S.m/mm2). • f é a freqüência em Hertz.

• µ é a permeabilidade magnética do dielétrico.

A Equação 4.4 permite calcular a resistência em corrente alternada por unidade de comprimento considerando o efeito pelicular.

] / [ . . . 1 m r R cond Ω = σ δ π (4.4) • r é o raio do condutor. Indutância – L:

A indutância está relacionada ao campo magnético criado pela corrente que passa pelo condutor, a Equação 4.5 mostra o calculo para este parâmetro.

(37)

Capítulo 4 – Linhas de Transmissão 33 ] / [ 2 cosh 1 H m r D L= − π µ (4.5) • D é a distância entre os dois condutores.

Condutância – G:

A condutância representa as fugas através da isolação do cabo, sua unidade de medida é o Siemens, a equação 4.6 mostra o cálculo da condutância [8].

] / [ 2 cosh 1 Km S r D G diel − = πσ (4.6)

• σdiel é a condutividade do dielétrico.

Capacitância – C:

Segundo [8], esse parâmetro demonstra a capacidade dos dois condutores em armazenar energia sob a forma de campo elétrico quando existir uma diferença de potencial entre os condutores.

A Equação 4.7 é utilizada para o cálculo da capacitância entre dois fios cilíndricos isolados. ] / [ 2 cosh 1 m F r D C − = πε (4.7) • ε é permeabilidade do dielétrico. 4.2.2 Parâmetros Secundários

De posse dos quatro parâmetros primários é possível calcular os parâmetros secundários, que consiste em uma nova categoria de parâmetros que descrevem melhor o comportamento do cabo [8].

Basicamente os parâmetros secundários de uma linha de transmissão é a impedância característica Zo e a constante de propagação γ. Esses parâmetros são calculados diretamente usando as equações 4.8 e 4.9. Ω + + = C j G L j R Z_o ω ω (4.8) ) )( (R j L G j C jβ ω ω α γ = + = + + (4.9)

(38)

A impedância característica (Zo) é complexa, isto é, composta por uma componente resistiva e uma reativa. Em baixas freqüências, a indutância e condutância podem ser desprezadas [8], resultando na Equação 4.10.

Ω = C j R Z_o ω (4.10)

Para altas freqüências a resistência e a condutância podem ser desprezadas, sendo assim, a impedância característica da linha fica dependente da indutância e capacitância, como mostra a Equação 4.11. Ω = = C L C j L j Z_o ω ω (4.11)

4.2.3 Atenuação e defasamento do sinal

A atenuação de um sinal ao se propagar por uma linha de transmissão diz respeito a perca de parte de sua energia, devido aos efeitos da resistência e condutância, que corresponde á parte real da Equação 4.9. A parte imaginaria é responsável pelos efeitos reativos ou o defasamento do sinal que resulta na variação do ângulo de rotação que a fase do sinal transmitido vai sofrendo ao se propagar pelo cabo [8].

A atenuação e o defasamento são calculados a partir da constante de atenuação (α) e da constante de fase (β), respectivamente a parte real e imaginária da constante de propagação na linha (γ). Para baixas freqüências, as perdas dielétricas são desprezíveis, dessa forma a constante de atenuação e fase pode ser escrita conforme as Equações 4.12 e 4.13 [8].

] / [ 2 Np m RC ω α = (4.12) • 1 Np = 8.686dB. ] / [ 2 Rad m RC j ω β = (4.13)

Para freqüência na ordem de MHz às perdas dielétricas passam a ser consideradas como mostra a Equação 4.14. ] / [ 2 ) )( ( 2 2 2 2 2 2 2 m Np C G L R LC RG ω ω ω α ≅ − + + + (4.14)

A fase é calculada pela Equação 4.15. ] / [rad m LC ω β ≅ (4.15)

(39)

As Equações 4.14 e 4.15 mostram que para as altas freqüências a constante de atenuação cresce em função da resistência (R) que varia em virtude do efeito pelicular, que para altas freqüências não é desprezível. Por sua vez, o coeficiente de fase aumenta linearmente com o aumento da freqüência [6].

4.3 Equações Gerais de tensão e corrente

Aplicando a lei de kirchoff no circuito apresentado na Figura 4.1, obtém-se a Equação 4.16: ) , ( ) , ( . . ) , ( . . ) , ( I z t R zI z t V z z t t z L t z V + ∆ + +∆ ∂ ∂ ∆ = (4.16)

Arranjando os termos da Equação 4.16 de forma a deixar todos os ∆z do lado esquerdo, obtém-se a seguinte relação:

)

,

(

)

,

(

)

,

(

)

,

(

t

z

RI

t

z

I

t

L

z

t

z

V

t

z

V

+

∂

=

∆

−

∆

+

−

(4.17)

Observa-se que o termo a esquerda da Equação 4.17 é a solução de uma equação diferencial usando limite quando ∆z tende a zero, como mostra a equação 4.18 [7].

) , ( ) , ( ) , ( 0 _z _zV z t t z V t z z V Lim z _∂ ∂ − = ∆ − ∆ + − → ∆ (4.18)

Substituindo a Equação 4.18 em 4.17, obtém-se a Equação 4.19. ) , ( ) , ( ) , ( I z t RI z t t L t z V z ∂ + ∂ = ∂ ∂ − (4.19)

A Equação 4.19 é a primeira equação diferencial retirada do circuito da Figura 4.1 e que relaciona a tensão com a corrente em uma linha de comprimento z [7].

O objetivo é encontrar equações que expressem o comportamento da corrente e da tensão separadamente, no entanto, a equação 4.19 tem dependência de ambas.

Com base nos divisores de correntes da Figura 4.1, obtém-se a seguinte equação: ) , ( ) , ( . . ) , ( . . ) , ( V z z t I z z t t z C t z z V z G t z I +∆ + +∆ ∂ ∂ ∆ + ∆ + ∆ = (4.20)

Da mesma forma que a Equação 4.16, reorganiza-se as variáveis de forma a ter todos os ∆z do lado esquerdo da igualdade, como mostra a Equação 4.21.

) , ( ) , ( ) , ( ) , ( t z z V t z C t z z GV z t z I t z z I ∆ + ∂ ∂ ∆ + ∆ + = ∆ − ∆ + − (4.21)

Diminuindo-se o tamanho da seção horizontal para zero (∆z→0), obtém-se a seguinte relação:

(40)

Capítulo 4 – Linhas de Transmissão 36 ) , ( ) , ( ) , ( 0 _z _z I z t t z I t z z I Lim z _∂ ∂ − = ∆ − ∆ + − → ∆ (4.22)

Substituindo a Equação 4.22 em 4.21, resulta na Equação 4.23, que relaciona a corrente com a tensão, mas agora em função dos parâmetros verticais.

) , ( ) , ( ) , ( V z t t C t z GV t z I z ∂ ∂ + = ∂ ∂ − (4.23)

As Equações 4.19 e 4.23 são equações que caracterizam o comportamento elétrico da linha. Segundo [7], as Equações 4.19 e 4.23 nada dizem sobre a forma da corrente e da tensão, mas apenas a relação entre ambas e a dependência destas com os parâmetros distribuídos.

Para facilitar a análise do comportamento da tensão e corrente adota-se um regime senoidal, sendo o sinal do gerador indicado pela Equação 4.24.

) cos( t

V

v_g = ω (4.24)

Com base na função do gerador, pode-se definir o seguinte: ) ( ) cos( t jsen t V Vejωt _ω _ω + = (4.25)

Verifica-se que a parte real da Equação 4.25 é igual ao gerador, portanto defini-se as seguintes equações: } ) ( { ) , (z t V z ej t V =ℜ ω (4.26) } ) ( { ) , (z t I z ej t I =ℜ ω (4.27)

Nota-se que a derivada de V(z, t) e I(z, t) é igual à jω, como mostra a Equação 4.28. ω ω ω ω j t e z V j e z V t t j t j = ∂ ∂ ⇒ = ∂ ∂ ) ( ) ( (4.28)

Com base nas Equações 4.26, 4.27 e 4.28, reescreve-se as Equações 4.19 e 4.23 obtendo-se as Equações 4.29 e 4.30. ) ( ) ( ) (z R j L I z V z = + ω ∂ ∂ − (4.29) ) ( ) ( ) (z G j C V z I z = + ω ∂ ∂ − (4.30)

Para ter equações apenas em função da tensão ou da corrente deriva-se 4.29 e 4.30 em função de z, como mostras as Equações 4.31 e 4.32.

) ( ) ( ) ( 2 2 z I z L j R z V z ∂ ∂ + = ∂ ∂ − ω (4.31) ) ( ) ( ) ( 2 2 z V z C j G z I z ∂ ∂ + = ∂ ∂ − ω (4.32)

(41)

Substituindo 4.29 em 4.32 e 4.30 em 4.31 resulta-se nas seguintes expressões diferenciais. ) ( ) )( ( ) ( 2 2 z V C j G L j R z V z = + ω + ω ∂ ∂ (4.33) ) ( ) )( ( ) ( 2 2 z I C j G L j R z I z = + ω + ω ∂ ∂ (4.34)

As Equações 4.33 e 4.34 expressam o comportamento do circuito em termos de tensão e corrente de forma separada. A Equação 4.35 mostra a solução para a equação 4.33.

z r z ie Ve V z V₍ ₎ γ. γ. + = − _(4.35)

Onde γ é a constate de propagação e dada pela Equação 4.11. Verifica-se que γ é complexa e, portanto pode ser dividida em constante de atenuação (α) e fase (β).

β α

γ = + j (4.36)

Utilizando 4.36 em 4.35 obtém-se a seguinte expressão. z j z r z j z i

e

V

e

V

z

V

(

)

=

−α. − β.

+

α. β. (4.37) Para facilitar a análise da equação da tensão recupera-se a dependência temporal em 4.37. Para tal aplica-se 4.37 em 4.26 para obter a Equação 4.38.

) cos( ) cos( } { } ) ( { ) , ( . . . . . . . . . z t e V z t e V e e e V e e e V e z V t z V z r z i t j z z r t j z z i t j β ω β ω α α ω β α ω β α ω + + − = + ℜ = ℜ = − − − (4.38) Analisando a equação 4.38, verifica-se a presença de duas ondas uma associada a exponencial negativa com amplitude Vi, que é a tensão incidente na linha e outra associada a

exponencial positiva, que se trata da tensão refletida por qualquer descontinuidade de impedância. Se a tensão refletida for nula, então a resultante é a tensão que se propaga pelo cabo, como mostra a Equação 4.39.

) cos( ) , (z t Ve . t z V = _i −αz ω −β (4.39)

A exponencial negativa vai tendo uma amplitude cada vez menor à medida que z aumenta. Esta parcela é responsável pela atenuação do sinal ao trafegar por uma linha de transmissão. A exponencial imaginaria não introduz qualquer variação na amplitude da tensão sendo apenas responsável pela variação da fase.

A Figura 4.2 mostra a atenuação de um sinal senoidal ao se propagar por uma linha com diferentes constantes de atenuação, no entanto, para este exemplo a tensão refletida é nula.

(42)

Figura 4.2 – Evolução da amplitude da onda incidente ao longo da linha [7].

A Figura 4.3 exibe um sinal senoidal com constante de atenuação e fase iguais a um e para este caso a tensão refletida é mostrada.

Figura 4.3 - Evolução da amplitude de uma onda incidente e refletida ao longo da linha Para melhorar a visualização do sinal refletido na Figura 4.3 os sinais incidentes e refletidos são calculados e mostrados separadamente. Foi adotado como tendo uma resistência infinita na carga, isso resulta na reflexão total do sinal.

Conhecendo a impedância característica da linha e a tensão ao longo da linha, a corrente pode ser determinada pelo principio fundamental da corrente (I = V/R), a Equação 4.40 mostra esta relação.

o z j z r z j z i

Z

e

V

e

V

z

I

(

)

(

)

. . . . β α β α

+

=

− − (4.40)

(43)

A impedância é independente da posição da linha e é calculada apenas em função dos parâmetros distribuídos, ou seja, depende unicamente das condições físicas da linha de transmissão e do tipo de material utilizado na fabricação do cabo. Por este motivo esta impedância é denominada impedância característica da linha [7].

4.4 Considerações finais

O estudo desta seção possibilita a obtenção de um modelo matemático para conhecer com antecipação o comportamento de um sinal transmitido em um cabo. Também é necessário conhecer as características elétricas para projetar as condições de recepção e transmissão do equipamento, com base no modelo elétrico é montado um modelo de simulação para testes e configuração.