SISTEMAS DE TELECOMUNICAÇÕES II

SISTEMAS DE TELECOMUNICAÇÕES II

TRANSPARÊNCIAS

As duas figuras seguintes constituem exemplos simplificados de “layouts” de estações

de feixes hertzianos (a primeira, fig 3.1, dizendo respeito a uma estação terminal e a

segunda, fig. 3.2, a uma estação repetidora)

Destacam-se a sala com os bastidores dos equipamentos de rádio, as linhas de

transmissão (neste caso, guias de onda), a antena parabólica e a torre autosuportada.

Há também uma sala de baterias (separada, como deve ser sempre) situando-se os

respectivos carregadores, por razões de operação, na sala dos equipamentos.

Muitas vezes as estações repetidoras estão em locais isolados e daí a razão da

existência de uma vedação para proteger a estação e também de um depósito especial

de combustível (gasóleo) para em caso de falha da energia da rede (caso exista rede

eléctrica comercial) alimentar o(s) grupo(s) electrogéneo(s).

Estas duas simples figuras dão-nos uma ideia de alguns dos sub-sistemas que iremos

Tanque de

combustível

Plataforma

Iluminação

Linha de transmissão

Torre

Vedação

Tanque diário

Sala de Energia

Equipamento

de Rádio

Sala do Equip

de Rádio

RRá

a

a - Grupo Diesel

b

a - Grupo Diesel

c - Quadro de comando

b - Baterias / Rectificadores

c

Um sistema de rádio deve estar apoiado num sistema de antenas eficiente, em

particular se se tratar de ligações ponto-a-ponto em microondas onde se lida com

baixas potências de saída e altas perdas de propagação.

A eficiência do sistema de antenas depende de quanta energia transmitida pode ser

captada pela antena de recepção e essa energia depende das características de ambas

as antenas (de transmissão e de recepção).

Em radiodifusão a eficiência é, em geral, baixa porque há que radiar energia mais ou

menos igualmente em todas as direcções; para compensar as estações de radiodifusão

devem transmitir a grandes potências.

É exactamente o oposto do que acontece nas ligações ponto-a-ponto em microondas

em que é transmitida uma potência baixa, devendo, por isso, as antenas de emissão e

recepção serem altamente direccionais.

Esta direccionalidade da antena é medida em termos de

ganho

que não é mais do que

a relação entre a sua intensidade máxima de radiação numa determinada direcção e a

intensidade de radiação, na mesma direcção, devida a um radiador isotrópico que é

uma antena "ideal" que tem uma radiação igual em todas as direcções (não pode ser

realizada na prática mas é uma extremamente conveniente referência de

"performance") [ver fig. 3.3]

Uma propriedade bastante actractiva das microondas (sob o ponto de vista do projecto

de antenas) é que as microondas seguem muitas das leis da Óptica.

Tal como existem lentes em Óptica existem também lentes em Microondas.

Uma lente de microondas é um dispositivo para captar e focar radiações divergentes

num feixe paralelo, através de refracção.

As lentes de microondas são muitas vezes construídas à base de materiais dieléctricos

como o politireno mas também podem ser feitas através de placas metálicas alinhadas

em paralelo (designadas por "lentes de guia de ondas").

Isotrópico

Dipolo de meia-onda

Parabólica

A maior vantagem de uma lente é a de ser "alimentada" pela parte de trás em relação ao

sentido em que queremos que o feixe se propague, evitando desse modo a existência de

estruturas mecânicas que parcialmente obstruem o feixe.

Contudo as lentes têm inevitavelmente reflexões e perdas no material dieléctrico

resultando em perdas de inserção de 1 a 3 dB. Assim a sua vantagem fica esbatida em

relação aos reflectores.

Como se infere daqui os feixes de rádio podem ser formados não só por refracção mas

também por reflexão. O reflector mais utilizado é, de longe, uma superfície parabólica.

Consideremos um parabolóide de revolução

As propriedades importantes que tem a superfície parabólica estão esquematizadas nas

fig. 3.5.a e 3.5.b ( a fig 3.5.a ilustra o

princípio da lente de microondas atrás

referido )

Parábola

Foco

Eixo de revolução

Parabolóide

Fig. 3.4. - Superfície reflectora mais usada em microondas

1 . Todos os raios

provenientes do iluminador

(localizado no foco F da

parábola) são reflectidos

paralelamente ao eixo da

parábola (formação do

feixe directivo)

2. Para 2 raios quaisquer,

reflectidos na superfície

parabólica, os percursos

FAB e FCD têm o mesmo

comprimento. Desta forma

os campos terão a mesma

fase nos pontos B e D,

situados no mesmo plano e,

portanto, numa mesma

frente de onda.

a)

SISTEMAS DE

ANTENAS PARA MICROONDAS

A directividade da antena mede-se em termos de ganho.

Este ganho é um ganho passivo baseado na capacidade da antena em concentrar e

dirigir a energia numa determinada direcção. Trata-se de um ganho directivo que é

definido como a relação entre a potência de pico transmitida pela antena na direcção

desejada e a potência transmitida na mesma direcção por uma antena isotrópica com o

mesmo nível de potência de entrada.

Como se sabe nas antenas aplica-se o princípio da reciprocidade, isto é, o ganho

directivo na emissão é igual ao ganho directivo na recepcção.

Consideremos (fig. 3.6) um radiador isotrópico transmitindo a potência Pt calculemos a

densidade de potência p(d) à distância d :

Nas cadeiras de propagação demonstrou-se que, para a antena isotrópica a área efectiva

era

A= Aet = Aer =

λ

/(4

π

) (3.3)

sendo

λ

o comprimento de onda que está a ser utilizado.

Nota: Na fórmula acima os índices e, t e r significam, respectivamente efectiva, transmissão e

recepção.

Assim, a potência recebida pela antena isotrópica é

π

λ

⋅

π

d

4

4

P

2 t

(3.4)

Numa antena parabólica, colocada à mesma distância, a potência recebida seria

A

d

4

P

_⋅

π

(3.5)

onde A

é a área efectiva da antena parabólica (também designada por abertura

efectiva).

Como a esfera de diâmetro d tem

uma superfície igual a 4πd

, temos,

evidentemente, para a densidade

de potência:

d

4

P

)

d

(

p

π

=

(3.1)

A potência P

extraída por uma

antena de recepção à distância d

será

Pt = p(d) Aer (3.2)

sendo Aer área efectiva (área de

absorpção da antena de recepção).

isotrópico p(d)

d

Potência extraída com a antena receptora: Pr = Aer p(d)

Deste modo dividindo (3.5) por (3.4) chega-s

e à conclusão que o ganho da antena

parabólica em relação à antena isotrópica é

A área efectiva de uma antena não é igual à sua área física real A.

Define-se um parâmetro denominado

coeficiente de eficiência da abertura

que se

representa por

η

(variando entre 0 e 1) e que é tal que

o que, muito simplesmente, significa que a área de abertura efectiva nunca, na prática,

pode igualar a área física real, isto é, a potência incidente total não pode ser extraída

devido a diversos mecanismos tais como iluminação deficiente, bloqueamento parcial

pela estrutura do "feeder", imperfeições na superfície reflectora, etc.

Logo, o ganho da antena parabólica é

O ganho da antena parabólica é usualmente expresso em dB (ou, melhor, em dB

)

ficando

O valor nominal de

η

é de 55 % para antenas de um só reflector com "feeder" no foco,

mas

η

pode variar entre 50 % e 65 % para esse tipo de antenas.

Para antenas especiais (do tipo "horn", de que falaremos de seguida) pode-se atingir

eficiências de 80 %.

Vejamos, com ilustrações, alguns problemas que contribuem para a diminuição da

eficiência das antenas

A

4

G

⋅

λ

π

=

A

A

=

η

A

4

G

λ

π

η

=

)

A

4

(

log

10

)

dB

(

G

Iluminador no foco primário

Fig. 3.7

Fig. 3.8

Fig. 3.9

Os principais problemas que podem advir da utilização de um iluminador central (fig.

3.7) são o da pr

ópria estrutura do iluminador bloquear uma parte da abertura do

reflector e o de alguma energia ser reflectida para trás (para o próprio iluminador) e

criar uma onda estacionária que origina distorção e perda de eficiência. Estes dois

problemas, dependem, naturalmente do tamanho relativo do "feeder".

Podem, praticamente, eliminar-se através de uma antena tipo "horn" (também designada

por antena "cornucópia") que consiste na utilização de uma secção parabólica para o

reflector em vez de um parabolóide de revolução (fig. 3.11).

Isto permite que o iluminador seja colocado no foco da parábola mas deslocado da

abertura da antena, aumentado a sua eficiência.

Dado que os lados do "horn" se prolongam até ao bordo do reflector reduz-se bastante o

"spill-over". Assim os lóbulos laterais no diagrama de radiação são mais pequenos e a

relação frente-costas (

F/B

- "

F

ront-to-

B

ack ratio") é muito maior do que nas parábolas

vulgares.

Aliás é esta a principal vantagem das "cornucópias" - uma grande relação F/B que

chega a ultrapassar os 70 dB.

SISTEMAS DE

ANTENAS PARA MICROONDAS

complicadas. É o caso das comunicações via sat

élite onde se utilizam amplificadores de

baixo ruído que devem ficar colocados muito perto do "feeder" da antena de modo a

baixar as perdas no guia de onda. Alguns desses amplificadores necessitam de sistemas

"elaborados" de arrefecimento de modo a manter um nível de ruído baixo. Se toda essa

estrutura fosse colocada no foco da antena ter-se-ia excessivos bloqueamento e difusão

("scattering") do feixe.

Utiliza-se então uma técnica, derivada dos telescópios, que permite que a antena seja

iluminada pela parte de trás através de uma abertura no centro do reflector. Os raios

incidem (ver Fig. 3.12) na

parte côncova de um

sub-reflector hiperbólico. A este

tipo de antenas chama-se

antenas "Cassegrain".

A reflexão a partir do sub-reflector ilumina o reflector principal (parabólico) onde se

forma o feixe paralelo.

Um projecto apropriado dos dois reflectores faz com que o reflector principal "veja" um

iluminador localizado no seu foco.

Assim todos os raios percorrem o mesmo comprimento desde o "feeder" até qualquer

plano perpendicular à direcção de propagação.

A principal desvantagem das antenas "Cassegrain" reside, como seria de esperar, no

bloqueio da sua abertura introduzido pelo sub-reflector.

Esta desvantagem é minimizada através do alargamento do "feeder" e da redução do

tamanho do sub-reflector (ver fig. 3.13).

Vanos agora descrever sucintamente, uma por uma, as principais caracter

ísticas das

antenas utilizadas em feixes hertzianos e que são as seguintes:

1. Ganho isotr

ópico

2. Largura de feixe a meia-pot

ência

3. Relação Frente-Costas

4. Envolvente do diagrama de radiação (RPE)

5. Perdas de retorno

6. Discriminação de polarização cruzada (XPD)

7. Isolamento entre-portas

8. Intermodulação

9. Resistências ao vento e gelo

SISTEMAS DE

ANTENAS PARA MICROONDAS

sendo

η

o coeficiente de eficiência da abertura.

1.1 Antenas tipo "grid"

Dentro das antenas parabólicas há um tipo denominado "grid" (fig. 3.14) que é uma

antena cujo reflector parabólico não é opaco, antes se assemelha a uma grelha. A

razão da sua utilização reside no seu menor peso, facilidade de montagem e na

menor resistência devida ao vento.

Contudo ficam relativamente sacrificadas a relação frente-costas e a utilização a

frequências acima dos 3 ou 4GHz.

Os valores típicos dos ganhos e relação frente-costas (F/B) são, em dB, para uma

antena de 3 metros de diâmetro, os descritos na tabela I.

Tabela I - Antenas "Grid"

Banda de Frequências (MHz)

350

900

2,000

2,700

Ganho (dBi)

18

26

33

35

F/B ratio (dB)

22

27

44

45

Nota: Embora os 350 MHz e os 900 MHz não estejam na faixa das Microondas (que

começa em 1 GHz) são, aqui referidos porque há vários feixes hertzianos na banda de

UHF

(3.10)

)

A

4

(

log

10

)

dB

(

G

λ

π

η

=

1.2 Antenas para

bólicas "standard"

São as antenas parabólicas mais simples que usam um reflector sólido. são

produzidas a custos económicos por delas não se exigir uma grande supressão dos

lóbulos laterais de que falaremos adiante.

Valores t

ípicos dos seus ganhos, "F/B ratios" e XPD estão referidos na tabela II,

tamb

ém para antenas standard de

φ

3 metros

(1.8 m para 23 GHz).

Tabela II - Antenas parabólicas "Standard"

Banda de Frequências (GHz)

2

6L

11

23

Ganho (dBi)

33

43

48

50

F/B ratio (dB)

40

51

54

57

XPD (dB)

25

30

30

30

1.3 Antenas de desempenho melhorado ("Improved-Performance Antennas")

São antenas (fig. 3.15) que t

êm melhores "performances" do que as "standard" ou

por utilizarem um reflector mais profundo ou por utilizarem uma blindagem à volta

do bordo do reflector, qualquer destas soluções conduzindo a melhores resultados a

respeito do "F/B ratio".

Seguem-se (tabela III) valores típicos (para os parâmetros atrás referidos)

relativamente a antenas de

φ

3 metros

Tabela III - Antenas tipo "Improved-Performance"

Banda de Frequências (GHz)

2

6L

11

Ganho (dBi)

33

43

48

F/B ratio (dB)

48

62

64

XPD (dB)

25

30

30

1.4 Antenas de alto desempenho ("High-Performance Antennas")

Utilizam blindagens (fig. 3.16) cilíndricas

à volta do reflector para melhorar a

relação frente-costas e para reduzir as interferências.

São ainda sempre protegidas por radome (cobertura frontal em teflon, material

transparente às radio-frequências) que além de lhes proporcionar uma protecção

relativamente ao vento, reduzindo a carga deste, também melhora a discriminação

de polarização cruzada, que possa ocorrer devido a gotas de chuva e de neve no

iluminador.

A Tabela IV refere valores típicos para antenas de diâmetro 3 metros (1.8 metros

para 23 GHz) das antenas "High-Performance":

Tabela IV - Antenas parabólicas "High Performance"

Banda de Frequências (GHz)

2

6L

11

23

Ganho (dBi)

33

43

48

49

F/B ratio (dB)

50

71

70

73

XPD (dB)

25

33

30

32

1.5 Antenas de ultra-alto desempenho ("Ultra-High-Performance Antennas")

São semelhantes

às antenas de alto desempenho mas são normalmente equipadas

com material absorvente de RF sobre toda a superf

ície interior da blindagem de

modo a fornecer um nível alto de supressão dos l

óbulos laterais e uma excelente

relação Frente-Costas.

Alguns fabricantes fornecem dois modelos: um com alta XPD e outro com uma

muito alta XPD.

Este último modelo

é muito importante em redes digitais com re-utilização

excessiva de frequ

ências.

Segue-se a Tabela V com valores típicos para antenas de φ3 metros (1.8 m para 23

GHz)

Tabela V - Antenas para

bólicas "Ultra-High Performance"

Banda de Frequências (GHz)

2

6L

11

23

Ganho (dBi)

n/a

43

48

n/a

F/B ratio (dB)

n/a

76

80

n/a

XPD (dB)

n/a

33

30

n/a

Versão de alta XPD (dB)

n/a

40

40

n/a

1.5 Antenas "Cassegrain"

Já descritas anteriormente e, portanto, limitar-nos-emos a apresentar uma tabela de

valores típicos para antenas de

φ

5 metros (Tabela VI)

Tabela VI - Antenas "Cassegrain"

Banda de Frequências (GHz)

2

6L

11

23

Ganho (dBi)

38

47

n/a

n/a

F/B ratio (dB)

57

70

n/a

n/a

XPD (dB)

27

33

n/a

n/a

1.6 Antenas tipo "horn"

São as antenas mais sofisticadas (tamb

ém já referidas anteriormente).

Podem ser usadas como antenas multi-banda e, com duas polarizaç

ões em cada banda,

dado que, devido

à localização de "feeder", este pode ser complexo e de dimensões

relativamente grandes (fig. 3.17)

Valores típicos para um reflector de 3 metros (tipo "horn") estão aqui indicados:

Tabela VI - Antenas tipo "Horn"

Banda de Frequências (GHz)

2

6L

11

Ganho (dBi)

33

43

48

F/B ratio (dB)

77

95

91

XPD (dB)

30

40

40

2. Largura do feixe a meia pot

ência

Consideremos (fig 3.18) o diagrama de radiação simplificado de uma antena

parabólica.

A largura do feixe a meia-potência é definida como o ângulo

α

que é o ângulo entre

os pontos do diagrama que apresentam atenuação de 3 dB em relação ao valor

máximo do diagrama de radiação da antena.

Para uma antena parabólica "standard" uma fórmula aproximada para

α

é:

sendo d o diâmetro do reflector e

λ

o comprimento de onda, expressos nas mesmas

unidades.

Este é um dos valores mais procurados qundo se pensa num projecto de instalação,

pois dá-nos a noção das variações angulares que podem ser admissíveis na antena

quando solicitada por ventos fortes.

O problema que se tem em geral é o de saber para que velocidades de vento se

atingem desvios angulares de

±

α

/2 do eixo da antena, dado que ultrapassados esses

devios há uma significativa perda de potência na transmissão e/ou recepção.

Para termos uma ideia, o valor da largura do feixe para uma antena de

φ

3m à

frequência de 13 GHz é de apenas 0.6

°

.

d

70

λ

=

Fig. 3.18

α

Potência máxima Potência transmitida

3. Relação Frente-Costas ("F/B ratio")

Define-se como a relação entre o máximo ganho na direcção pretendida (qu

e é

obviamente a direcção sa

ída da frente da antena para o espaço) e o máximo ganho

na direcção oposta.

Esta relação

é de particular import

ância em estações repetidoras onde muitas vezes os

mesmos canais de rádio-frequência são usados em ambas as direcções e em estações

nodais com um grande número de antenas concentradas no mesmo ponto.

4. Envolvente do diagrama de radiação (RPE)

É um diagrama (no plano x-y) formado pela envolvente da intensidade de radiação

segundo o eixo y

versus

o ângulo de azimute em relação à direccção do lóbulo principal

representado no eixo x (ver figs. 3.20 e 3.21).

É essencial ter um RPE de cada tipo de antena quando se necessita calcular as

interferências entre antenas na mesma estação ou estações próximas.

No diagram RPE da

fig.3.21,

HH significa a resposta de uma porta polarizada

horizontalmente a um sinal polarizado também horizontalmente, HV a resposta de uma

porta polarizada horizontalmente a um sinal com polarização vertical.

VV e VH têm significados semelhantes.

Fig. 3.19

α

Potência máxima transmitida paea a frente (Pmax)

Potência máxima ransmitida para trás (Pbmax)

HH

HV

VH

VV

5. Perdas de Retorno

Correspond

e à pot

ência que não pode ser efectivamente usada devido

à desadaptação

entre a antena e o "feeder".

Definem-se como a relação (em dB) entre a pot

ência incidente Pi e potência reflectida Pr

:

RL= 10 log (P

/P

)

As perdas de retorno estão relacionadas com a relação de ondas estacionárias (ROE ou

VSWR - "Voltage Standing Wave Ratio") e o coeficiente de reflexão

Ora, se a potência em microondas for medida por um dispositivo que converta potência

em leituras de tensão, teremos

sendo V

e V

as leituras de tensão, respectivamente correspondentes

às pot

ências P

e

P

.

Daqui conclui-se que as perdas de retorno serão, dado que P

/ P

= (V

/V

)

:

RL = - 20 log

ρ

Também se recorda que

e que daqui resulta

Logo, será tamb

ém

6 Discriminação de polarização cruzada (XPD)

Em muitos casos há antenas que devem operar simult

âneamente nas duas polarizações

(horizontal e vertical)

Devido a imperfeições no sistema de antena e "feeder" uma pequena parte da radiação

da energia transnitida com polarização vertical pode ser convertida em polarização

horizontal e vice-versa.

Chama-se Discriminação de Polarização Cruzada ou XPD (“Cross Polarization

Discrimination”) e,

é medida em dB,

à relação entre a potência de pico do feixe

principal co-polarizado e a potência do máximo sinal em polarização cruzada dentro de

um feixe de largura igual a duas vezes a largura de feixe a meia potência do feixe

principal co-polarizado.

Por exemplo, uma antena de "High Performance" de

φ

1.8 metros à frequência de 8

GHz pode ter uma XPD sensivelmente igual a 32 dB.

7 Isolamento entre-portas

As antenas de polarização dupla têm uma entrada para cada polarização.

O isolamento entre aquelas duas entradas

é chamado o isolamento inter-portas ou

isolamento entre-portas e deverá situar-se na faixa dos 30 a 40 dB.

8 Intermodulação

O ruído de intermodulação pode ocorrer quando dois sinais são acoplados na mesma

antena, em resultado de comportamentos não lineares de contactos metal com metal

(como por exemplo do "feeder" com o conector de antena).

Para novas antenas o ruído de intermodulação deve ficar bastante abaixo dos -120

dB.

1

VSWR

1

VSWR

log

20

RL

−

+

9 Resist

ências ao vento e gelo

As antenas de um feixe hertziano de microondas devem ser capazes de suportar

condiç

ões severas de vento e/ou neve.

A resist

ência ao vento é normalmente especificada para duas condiç

ões:

- Condições operacionais

- Condições de sobreviv

ência

A velocidade de vento para condiç

ões operacionais

é normalmente definida como a

máxima velocidade de vento para a qual a deflexão do eixo da antena é inferior a um

terço da largura de feixe a meia potência. Fixa-se normalmente entre 110 Km/h e 180

Km/h, dependendo das condiç

ões climáticas e da natureza da ligação.

A velocidade de vento para sobreviv

ência é a máxima velocidade de vento que a antena

pode suportar sem que da

í advenham danos permanentes.

São normalmente especificadas entre 180 Km/h e 250 Km/h.

POTÊNCIA EFECTIVA ISOTRÓPICA RADIADA

A Pot

ência Efectiva Isotrópica Radiada (

EIRP - E

ffective

I

sotropic

R

adiated

P

ower) é uma grandeza muitas vezes utilizada para caracterizar o sistema sob o ponto

de vista da transmissão. Deve entender-se aqui o sistema como integrando transmissor e

antenna.

A

EIRP

é simplesmente dada pela seguinte produto

EIRP = P

.G

onde

P

é a potência total de transmissão em Watt e

G

é o ganho isotrópico da

antena de transmissãp.

Claro que em unidades logar

ítmicas a EIRP em dBm é a soma da pot

ência de

transmissão em dBm com o ganho da antena em dBi.

POTÊNCIA EFECTIVA RADIADA

Quando se falar em Potência Efectiva Radiada (

ERP - E

ffective

R

adiated

P

ower)

trata-se da potência de transmissão multiplicada pelo ganho da antena em relação ao dipolo

de meia onda.

Como um dipolo ideal de meia onda tem um ganho de 2.15 dBi, conclui-se que a EIRP

é 2.15 dB mais elevada que a ERP para o mesmo conjunto antena-transmissor.

Componentes das Microondas

GUIAS DE ONDA

Acima de 2 GHz deixa de ser prática a utilização como linha de transmissão de cabo

coaxial porque não

é o mais adequado sob o ponto de vista de propagação guiada e

porque as perdas introduzidas seriam incompat

íveis com o bom funcionamento do

sistema.

Todos sabemos que no guia de ondas deixa de passar a existir o condutor central do

cabo coaxial (

é como se fosse um cabo coaxial a quem se suprimiu o condutor central

ficando apenas a malha metálica exterior).

É, para todos os efeitos, um tubo metálico cuja secção pode ser rectangular, cilíndrica

ou elíptica.

No seu interior propagam-se campos electromagnéticos: não se pode mais falar em

corrente eléctrica mas sim em energia do campo electromagnético que se propaga ao

longo do guia de onda.

Se se ligasse uma fonte de tensão de baixa frequência (por exemplo 100 Hz) à entrada

de um guia de ondas rectangular (ver fig. 3.22) não haveria qualquer propagação ao

longo do eixo longitudinal do guia de ondas. Haveria uma corrente transversal e não

longitudinal e, isto porque, a impedância transversal é praticamente nula.

100 Hz

NÃO PROPAGAÇÃO

i

Modos de Propagação

Um guia de ondas

é capaz de transmitir energia em várias configuraç

ões dos campos

eléctrico e magnético.

A configuração em que a energia se propaga através de um guia de ondas é definida

como um modo.

Geralmente há duas classes fundamentais de modos que podem aparecer num guia de

ondas rectangular.

- Uma em que o Campo Eléctrico é sempre perpendicular

à direcção de propagação:

esta classe de modos é conhecida por

TE

(“

T

ransverse

E

lectric”);

- Outra em que o Campo Magnético é sempre perpendicular à direcção de propagação

e o que se chama

TM

(“

T

ransverse

M

agnetic”).

A cada modo corresponde a sua frequência de corte que é a mais baixa frequência que

se pode propagar no guia quando se está a operar num modo particular.

A energia transmitida a frequências abaixo da frequência de corte é grandemente

atenuada enquanto que a energia trasmitida acima da frequência de corte sofre pequena

atenuação.

O modo mais simples (ou de mais baixa ordem) num guia de ondas chama-se

modo

Consideremos a figura 3.23

As linhas pretas são as que representam o campo el

éctrico enquanto que as linhas

brancas indicam o campo magnético.

Na vista de frente a maior concentração de linhas ao centro indica que aí o campo

eléctrico é mais intenso.

Quando a energia se propaga ao longo do guia de onda os campos eléctrico e magnético

movem-se em conjunto.

Portanto, na figura anterior, está ilustrada a situação de ambos os campos para um

instante particular.

VISTA de CIMA

λλ

/2

λλ

/2

Campo Eléctrico

VISTA LATERAL VISTA de FRENTE

Fig. 3.23

Configuração do campo

do modo dominante ou

modo

TE

num guia

de onda rectangular.

a

No instante considerado, no ponto a temos um campo el

éctrico de intensidade nula e no

ponto b um campo de intensidade máxima mas, um quarto de ciclo depois, no ponto a

teremos a situação que havia antes em b.

O modo particular em cada classe é designada por 2 índices (por exemplo, TE

).

O primeiro índice, 1, indica o número de variações de meia-onda de intensidade de

campo eléctrico através de dimensão mais larga de guia de onda.

O segundo índice, 0, indica o número de variações de meia-onda através de dimensão

mais curta do guia de onda.

No caso da figura vê-se claramente que o modo de transmissão é TE

pois na vista da

frente, de uma parede lateral do guia à outra, o campo vai de zero a um máximo e volta

a zero (logo temos meio comprimento de onda e, em consequência, 1, para o primeiro

índice) enquanto que segundo a menor dimensão não há qualquer variação na

intensidade da tensão (logo, temos para o segundo índice, 0).

Este modo TE

é o modo dominante para o guia de onda rectangular.

Pode haver, para além do modo dominante, vários modos de ordem mais alta num guia

de onda mas a prática corrente é projectar o guia de onda para propagação no modo

dominante e suprimir todos os outros.

A largura usual de um guia de onda rectangular é superior a

λ/2

(metade do

comprimento de onda) mas é inferior a

λ

.

Quanto à altura do guia, ela é em regra, metade da largura.

O modo dominant

e é o mais usado porque é um modo exclusivo e numa determinado

gama de frequ

ências, proporcionando uma mais baixa dissipação de potência,

requerendo guias de onda de menores dimens

ões sendo menos suscept

ível

às

desadaptações de impedância e reflexões do que os modos mais complexos.

Para um guia de ondas rectangular de largura a o comprimento de onda de corte é

λλc = 2

a

Ora, ao longo do guia, as propriedades periódicas como a inversão do sentido dos

campos e distâncias entre pontos de intensidade máxima estão relacionadas com um

parâmetro

λλg

que é designado por comprimento de onda no guia e que é diferente do

comprimento de onda

λ

λ

no espaço livre.

Vamos ver como é o mecanismo de propagação da onda ao longo do guia supondo (ver

figura seguinte) que estamos a ver esse guia rectangular segundo a sua menor dimensão

b, perpendicularmente à sua maior dimensão

a

.

Ora, como se sabe, essa propagação realiza-se através de reflexões sucessivas, como se

pode ver na figura, onde se ilustra a maneira como essas reflexões sucessivas se fazem

nas paredes laterais para uma onda plana, polarizada verticalmente.

A onda plana apresenta reflexões apenas nas superficies laterais e o seu trajecto é

paralelo às paredes superior e inferior do guia. O seu comprimento de onda é,

naturalmente, o mesmo que em espaço livre, isto é, = v

/f , sendo v

a velocidade

da luz.

θ

λ

=

λ

sin

g

O

ângulo formado pela direcção de propagação com a normal às paredes laterais do

guia não é um ângulo arbitrário e demonstra-se que para o modo de propagação TE

é

tal que

O comprimento de onda na direcção de propagação (ver fig. seguinte) é

e não é mais

do que a distância entre duas cristas de onda consecutivas da onda na direcção de

propagação.

A distância entre duas cristas consecutivas na direcção paralela à parede do guia de

ondas é o comprimento de onda no guia de ondas

Olhando para a figura facilmente se deduz que

O comprimento de onda na perpendicular às paredes do guia é

θ

λ

=

λ

cos

n

Fig. 3.25

a

2

cos

θ

=

λ

(3.22)

θ

λ

=

λ

sin

λλg

ou, atendendo a que

λλc

= 2a :

Por aqui se infere que um sinal de comprimento de onde

λ

que entre num guia de onda

propaga-se no interior do guia se

λ< λ

(comprimento de onda de corte) – passa a ser

uma onda guiada de comprimento de onde

λ

g>

λ

.

Velocidade de Fase

Qualquer onda electromagn

ética tem duas velocidades:

- uma velocidade com que se está a propagar

- a velocidade em que muda de fase.

Em espaço livre estas duas velocidades são iguais e iguais

à velocidade da luz v

Ora, o comprimento de onda na direcção paralela à superf

ície condutor

a é, como

Da fig. 3.25 v

ê-se tamb

ém que

v

= v

sin

e

v

= v

cos

Então tem-se para a velocidade de fase (velocidade com que se altera a fase) se

representarmos por

f

(frequ

ência de operação) a frequência correspondente a

:

Multiplicando a velocidade de grupo v

(dada pela equação

3.26

)

pela velocidade de

fase

v

concluimos que esse produto

é igual ao quadrado da velocidade da luz :

Logo virá

Das duas equaç

ões anteriores resulta para a velocidade de fase num guia rectangular :

sendo V a velocidade da onda plana que no ar (tamb

ém o dieléctrico no guia de ondas)

é igual

à velocidade da luz v

.

θ

=

θ

λ

⋅

=

λ

⋅

=

sin

v

sin

f

f

v

_f

_g

c

Impedância Característica do Guia de Ondas

A imped

ância caracter

ística de um guia de ondas, no seu modo dominant

e é dado por:

sendo Z

a imped

ância caracter

ística,

fc

a frequ

ência de corte e

f

a frequência de

operação.

Para evitar reflexões, como se sabe, o guia de ondas tem de estar terminado numa

imped

ância igual à sua impedância caracter

ística; v

ê-se de expressão (3.32) que se a

frequência de operação for a frequência de corte, a imped

ância caracter

ísti

ca é infinita.

S

ó para frequ

ências superiores

à frequ

ência de corte a imped

ância assumirá valores

finitos.

O guia de ondas comporta-se portanto, para todos os efeitos, como um filtro passa-alto.

Guia de ondas elíptico

É importante ter em conta, como se sabe, que na prática, entre os equipamentos e as

antenas, o guia de ondas mais utilizado é o de secção e

líptica, flexível, que corresponde

a uma eficiente modificação do guia de onda rectangular rígido (ver figuras 3.25.a 3

3.25.b). A vantagem

é a facilidade de fabrico com as correspondentes vantagens

econ

ómicas. É composto de uma manga fina de cobre, corrugada e revestida de

polietileno e pode dobrar-se segundo os planos “E” e “H”.

Ohm

f

fc

0

1

120









−

=

Ζ

π

CIRCULADORES

Um

circulador

é um dispositivo direccional, isto é, que só permite a progressão da

energia electromagnética num determinado sentido, impedindo-a no outro, e que

ilustramos na fig. 3.26.a

É um circulador em

Y

com 3 entradas formando ângulos de 120

°

que são ligadas a 3

cabos coaxiais ou 3 guias de onda, dependendo do tipo para que está preparado.

Se um sinal entra, por exemplo, pela porta 1, ele é "rodado" por forma a emergir na

porta seguinte (porta 2) no sentido dos ponteiros do relógio. Esta rotação é o resultado

da interacção entre os campos magnéticos de RF do sinal de entrada e do campo

magnético de DC da ferrite polarizada que facilita a progressão do sinal da porta 1 para

a porta 2 e evita que esse mesmo sinal apareça na porta 3.

A ferrite é utilizada porque se trata de um material não metálico mas com propriedades

magnéticas semelhantes às do ferro, apresentando uma resistividade tão alta que a torna

praticamente num elemento isolador.

Tratando-se de um material isolador, as ondas electromagnéticas podem propagar-se

através dela e, quando essas ondas passam através da ferrite, produzem um campo

magnético de RF no material, normal à direcção de propagação se o modo de

propagação é convenientemente escolhido.

Se, para além disso, a submetermos a um campo magnético constante, criado por íman

permanente (que é um dos componentes do circulador), haverá um complexo jogo de

interacç

ões, devido

à existência de um movimento de precessão dos eixos de

spin

dos electr

ões (movimento que consiste numa rotação desses eixos semelhante ao

do eixo de um pião pouco depois de ser lançado em movimento)..

Uma combinação adequada dos campos de RF, sua frequ

ência e do campo magnético

de DC resulta na possibilidade de “rodar” a energia electromagnética de RF.

Assim, podemos direccionar o sinal de RF que entra no circulador, a uma frequência

determinada, para a porta 2 e impedir que esse sinal apareça na porta 3.

Haverá sempre, na prática, uma determinada perda de inserção entre as portas 1 e 2 que

se situa entre os 0.2 e 0.5 dB e, tal como seria de esperar também existirá sempre

alguma energia, embora diminuta, que aparecerá na porta 3.

De igual modo, um sinal de RF que entre na porta 2, sairá pela porta 3 e se um sinal

entra pela porta 3 sairá pela porta 1.

É também evidente que tal com há circuladores para "rodar" a energia no sentido dos

ponteiros do relógio, também os há para a rodar no sentido inverso e, isso depende da

polarização do

íman permanente.

Esquematicamente um circulador em Y representa-se como se indica nas figuras

seguintes (3.27a e 3.27b)

3

1

3 2

Fig. 3.27a Fig. 3.27b

2

Aplicaç

ões

Uma das mais correntes aplicações do circulador

é a do diplexer (fig. 3.28)

Com esta aplicação permite-se a transmissão e recepção simult

âneas sobre uma mesma

antena, uma vez que há um isolamento entre as portas do emissor e receptor.

Semelhante a est

a é aplicação nos sistemas de derivação ("

branching

") cujo princ

ípio

se indica na figura seguinte relativamente a uma antena que recebe 3 canais

radioel

éctricos de portadoras f1 , f2 e f3 e que t

êm se ser encaminhados para os

respectivos receptores 1, 2 e 3

Fig. 3.28 - Aplicação do circulador como diplexer diplexer

3

2 1

Transmissor

Receptor

ANTENA

Da ANTENA

Fig. 3.29 - Aplicação do circulador em sistemas de "branching" Filtros

Passa Banda

Receptor 1 Receptor 2 Receptor 3

f1 f2 f3

f3 f3

f2, f3 f2, f3

Fig. 3.30 - Aplicação do circulador como isolador

Outra aplicação

é a de isolador.

Um isolador é um dispositivo de duas portas que, em RF

se comporta como um díodo em DC. A energia passa num

sentido e não passa no sentido contrário. Por exemplo, se à

saída de um gerador de sinal colocarmos um isolador, este

impedirá a onda reflectida de atingir o emissor (dado que a

energia passa s

ó num sentido) e de o poder afectar, não se

opondo contudo

à energia que sai do gerador.

Assim, o que o isolador faz é, como o seu pr

óprio nome

diz,

é isolar circuitos; também pode, ao mesmo tempo que isola, proporcionar entre os

circuitos uma melhor adaptação.

Ora, se terminarmos a porta 3 do circulador numa carga adaptada (50

Ω

, em geral)

como se mostra na fig. 3.30.a, este passará a funcionar como um isolador.

Convém salientar que a porta 3 tem de estar bem adaptada, isto é, tem de ser tão

rigorosamente quanto possível igual à imped

ância caracter

ística Z0.

Qualquer desadaptação na porta 3 que origine um VSWR significativamente maior do

que 1:1 diminui substancialmente o isolamento.

Por exemplo, se a terminação na porta 3 origina um VSWR de 1.5:1 o máximo

isolamento possível seria da ordem dos 14 dB enquanto que se aquele VSWR for 1.1:1,

o isolamento passa a ser da ordem dos 26 dB.

Outra aplicação (fig. 3.31)

é a de reduzir, num circuito de recepção, as radiaç

ões do

oscilador local que possam atingir a antena (isto não

é mais do que outro tipo de

aplicação como isolador)

Fig. 3.31 - Aplicação do circulador para reduzir a radiação do oscilador local

Antena

LO Misturador

IF

ACOPLADORES DIRECCIONAIS

Um acoplador direccional tem por função permitir que uma fracção da pot

ência na

principal linha de transmissão seja acoplada a um segundo braço numa direcção

preferencial do fluxo. Por exemplo, um acoplador direccional de 20 dB

é aquele que

desvia 1% da pot

ência para ser acoplada à linha secundária.

Os acopladores direccionais podem ser executados em guia de ondas, em cabos

coaxiais e circuitos integrados.

No caso de guias de onda, vamos apresentar (fig. 3.32) o acoplador de dois orif

ícios.

O objectivo com o acoplador direccional

é o de medir a pot

ência qu

e é enviada do

gerador para a carga ou antena através de uma amostra em que uma fracção conhecida

da pot

ênci

a é medida através de uma sonda, de modo que a pot

ência total possa então

ser calculada.

Essa amostr

a é acoplada num guia de onda secundário através de dois orif

ícios que

permitem a passagem da energia de um para o outro guia e, de modo algum, qualquer

fracção da energia reflectida da carga para o gerador deve poder propagar-se no sentido

da sonda, isto

é, da esquerda para a direita (no guia secundário) no caso da fig. 3.31,

para não afectar o valor da medida.

De facto, quando as ondas se propagam do gerador para a carga (da esquerda para a

direita no guia principal) passam para o guia secundário através dos orif

ícios a e b ; em

b, no guia secundário, as ondas estão em fase (ondas que "escapam" pelo orifício a e

que "escapam" pelo orifício b, pois o caminho percorrido

é o mesmo para ambas).

Orifícios

Terminação resistiva

adaptada

_{Guia de onda secundário}

Carga

Gerador

λg

4

Guia de onda principal

Para a sonda do detector

Fig. 3.32 - Acoplador directional de dois furos

Logo vão somar-se e seguem para o detector. As componentes (dessas duas ondas) que

se propagam em sentido contrário (da direita para a esquerda) no guia secundário serão

absorvidas pela carga resistiva no interior desse guia.

Contudo, a onda reflectida que passe para o guia secundário no orifício b e "pretenda"

propagar-se para a direita nesse guia secundário

é anulada pela componente da onda

reflectida que passa para esse mesmo guia através do orifício a.

De facto a dist

ância entre os dois orif

ícios

é de um quarto de comprimento de onda, ou

seja, a dist

ância a mais percorrida pela onda que entra pelo orif

ício a e se propaga para

a direita, relativament

e àquela que entra directamente em b será de meio comprimento

de onda dando-se o cancelamento em b da energia oriunda da onda reflectida que se

propaga para a direita no guia secundário. Logo, para o detector segue apenas uma

amostra da energia transportada pela onda directa dirigida do gerador para a carga e,

por isso, se dá a este componente o nome de acoplador direccional.

A energia reflectida que se propague da direita para a esquerda no guia secundário será

absorvida pela carga.

Essa carg

a é constituída por um dieléctrico com perdas ( pode ser uma pequena placa

de vidro revestido por uma película de carbono ou grafite). Apresenta-se de uma forma

ponteaguda para a ondas que recebe aumentando progressivamente a sua secção até a

altura desta ser igual

â do guia, por forma a não causar reflex

ões.

A figura seguinte dá-nos o aspecto que, em geral, apresentam os acopladores

direccionais em guias de onda:

Fig. 3.33

Acopladores direccionais em guias de onda

Curvas, Transições e Junções em Guias de Onda

Por vezes, devido

à posição dos equipamentos, torna-se necessário alterar a direcção

das ondas. Nestes casos, para evitar a descontinuidade no sistema ou o aparecimento de

onda reflectida devem usar-se curvas de guias de onda suaves, raio de curvatura

aproximadamente igual a

λ

g/2.

As curvas tomam o nome de curvas E ou curvas H, conforme o plano de simetria seja

paralelo respectivamente ao campo el

éctrico ou ao campo magnético.

Se o espaço para a montagem não for suficiente recorre-se a outro tipo de curvas, a

seguir representadas, onde o L deve ser sensivelmente igual a

λ

g/4. Neste surgem ondas

reflectidas, mas de valor suficientemente baixo.

Fig. 3.34 - Curvas em guias de onda

Curvas, Transi

Na figura seguinte apresenta-se o aspecto de duas curvas a 90

°

, uma no plano E

(fig.3.36A) e outra no plano H (fig.3.36B)

Guia Torcido ("TWIST")

Muitas vezes há necessidade de rodar de 90

°

a polarização da onda, Essa rotação tem

de ser gradual para não provocar ondas estacionárias. Usan-se então um tipo de

transição chamado "twist" como se ilustra na fig. 3.37

A transição deve ser gradual e deve fazer-se num comprimento aproximadamente igual

a 5

λ

g.

Fig. 3.36 Curvas de guia de onda a 90°

L= 5 λg

Fig. 3.37 - "Twist" (Guia torcido)

E

Transição guia rectangular/guia circular

A figura seguinte ilustra como se processa (tamb

ém gradualmente como no caso

anterior) a ligação entre um guia de ondas rectangular e um guia de ondas circular.

Há uma variação progressiva de uma secção rectangular para uma secção circular

passando-se do modo TE10 no guia rectangular para o modo TE11 no guia circular.

Junç

ões em guias de onda

Há dois tipos de junções básicas, designadas por junções em T devido

à sua forma, em

guias de ondas rectangulares (as junç

ões servem essencialmente, como divisores de

pot

ência) : a junção H ou junção paralelo e a junção E ou junção série (fig. 3.39)

Fig. 3.38 - Transição entre guias rectangular e circular

A

A

C

B

C

B

A junção (a) é uma junção cujo eixo é paralelo ao campo magnético e, por isso se denomina junção H. O sinal que entra na junção por C divide-se igualmente por A e B, ficando em fase nesses 2 ramos.

A junção (b) é uma junçaõ cujo eixo é paralelo ao campo eléctrico por isso se chamando junção E. O sinal que entra pelo braço C também se divide igualmente por A e B, mas apresenta fases opostas nesses dois braços

Eixo

Eixo Entrada do

guia principal Entrada do _{guia principal}

E

Curvas, Transi

A junção H diz-se junção s

érie porque, ficando o campo magnético H no mesmo plano

nos 3 braços do "T", esse mesmo campo se divide igualmente pelos braços A e B,

havendo lugar a uma comparação com uma linha de transmissão que se divide em

paralelo como se mostra na figura 3.39(a).

Quanto

à junção E, a maneira como se divide o campo magn

ético faz lembrar uma

junção em que as tensões se somam (logo, uma ligação em série).

A figura seguinte representa esquematicamente o funcionamento desta junção E:

Junção H

íbrida ("T" mágico)

Combinando-se as duas junç

ões atrás numa s

ó obtem-se uma junção híbrida a que

chamamos "T mágico" (fig. 3.41)

A propriedade básica do T mágico é que o braço 4 está ligado aos braços 1 e 2 mas não

ao braço 3 e, semelhantemente, o braço 3 está ligado aos braços 1 e 2 mas não ao braço

4.

Observa-se que a junção é simétrica em relação a um plano que intersecta

longitudinalmente o braço 3 e transversalmente o braço 4.

C

B

A

Fig. 3.40 - Progressão do campo eléctrico na junção E ENTRADA

Fig. 3.41 - Junção híbrida

Braço "E"

Braço "H"

Braço 3

Braço 2

Uma aplicação, entre várias, do "T mágico", está esquematizada na fig. 3.42.

De facto, atendendo a que se se os braços 1 e 2 estiverem correctamente terminados, a

energia inroduzida pelo braço 3 se divide igualmente pelos braços 1 e 2 e,

simult

âneamente, energia introduzida pelo braço 4 se divide tamb

ém igualmente pelos

braços 1 e 2, a aplicação segui

nte é possível.

A antena e o oscilador local estão ambos acoplados aos braços 1 e 2 (o braço 1 tem

uma carga adaptada) sem estarem acoplados entre eles.

È como se o oscilador local veja o braço 3 como uma imped

ância infinita e,

similarmente, a antena veja o braço 4 como uma impedância infinita.

Outra aplicação do "T mágico"

é a de separar as frequ

ências de transmissão e recepção

de uma mesma antena, actuando, portanto, como um duplexer.

Ao braço 2 (fig. 3.41) liga-se a antena e ao braço 1 a carga adaptada (igual

à

imped

ância da antena).

Se ligarmos o transmissor ao braço 3, transmitimos uma frequ

ência f

qu

e é

encaminhada para a antena sem atingir o receptor que fica ligado ao braço 4.

Igualmente, o sinal de frequ

ência de recepção f '

recebido na antena dirige-se do braço

2 para o braço H (braço 4) sem atingir o emissor (ligado ao braço 3).

adaptada

Oscilador Local

Misturador

Antena

"T" mágico

Componentes das Microondas

Linhas de Transmiss

ão Miniatura ( "Striplines" e "Microstrips")

Penetração de um campo magnético num determinado material.

Nas microondas transmitimos campos electromagn

éticos e uma questão que se coloca é

a de saber se e como o campo magnético pode penetrar num material metálico.

É evidente que se o material é o ferro que é um elemento com alta permeabilidade

magnética, a penetração é alta. Se a frequência é elevada, as correntes de Foucault

criadas são significativas, não sendo maiores devido à alta resistividade do ferro.

De qualquer maneira o campo magnético criado pelas correntes de Foucault tende a

opor-se ao campo magnético que lhes deu origem, limitando a penetração.

Esta limitação da penetração é tanto mais alta e, portanto a penetração tanto mais baixa,

quanto mais elevada for a frequência do campo magnético penetrante e mais baixa a

resistividade do tipo de ferro.

Se em vez de ferro se tratasse de materiais como a madeira ou o plástico, com

permeabilidades muito baixas e resistividades elevadas, embora estes tipos de materiais

não facilitem, por um lado, a passagem das linhas de força do campo magnético devido

à baixa permitividade, como têm resistividades elevadas as correntes de Foucault serão

diminutas não havendo, por conseguinte, a criação de um campo que se oponha à

penetração de campos magnéticos de frequências elevadas.

Se o material for o cobre, também sua permeabilidade magnética é baixa mas a sua

resistividade é muito baixa e aqui, sendo as correntes de Foucault bastante

significativas, a oposição à penetração é elevada.

No caso limite teórico de um material condutor de resistividade nula, as correntes de

Foucault seriam máximas e a sua oposição cancelaria o campo penetrante - a penetração

seria nula.

De tudo isto decorre que em frequências muito altas, como é o caso das microondas,

não interessa utilizar nas linhas de transmissão, o cobre com grande espessura dado que

a maioria do material não teria utilização.

Linhas de Transmissão Miniatura ( "Striplines" e "Microstrips")

A densidade de corrente decresce mesmo exponencialmente com a dist

ância à

superf

ície.

A uma profundidade

δ

que se designa por profundidade de penetração ou por espessura

pelicular ("skin depth") a corrente decresce

1/e

vezes em relação ao valor que tem

à

superf

ície, isto

é, aproximadamente igual a 37% do valor que tem à superf

ície.

A seguinte f

órmula dá-nos a profundidade de penetração

δ

em metros

:

onde

ρρ

é a resistividade do material em

Ω

/m

,

f

é a frequ

ência em Hz, µµ

é a

permeabilidade magnética do material em

H/m

e

σσ

é a sua condutividade em

mhos/m

.

Para as aplicações em microondas o cobre é um meio condutor muito utilizado, havendo

uma f

órmula aproximada para a profundidade de penetração qu

e é a seguinte

sendo

δδ

é a profundidade de penetração do cobre em

mícrons

e f

é a frequ

ência em

Gigahertz.

Uma mnem

ónica em ter em cont

a é a de que, para o cobre, a frequ

ências de Gigahertz

correspondem espessuras peliculares de mícrons, ou melhor ainda, que a 1 GHz

corresponde um δ de 2

µ

m.

De notar que a f

órmula (3.33) traduz o que se esperava, isto

é, que:

1.

δ

aumenta c-om a resistividade;

2.

δ

diminui com a frequ

ência;

3. δ diminui com a permeabilidade;

Considere-se como exemplo de espessuras peliculares as relativas a quatro materiais

importantes na tabela que a seguir se insere:

Espessura pelicular de quatro elementos (frequência de 10 GHz)

Material

(mhos/m)

(H/m) (*)

(mm)

Cobre

58.00 x 10

₄

✄

x 10

-7

_0.00066

Alum

ínio

38.10 x 10

4

x 10

-7

_0.00080

Prata

61.70 x 10

₄

✄

x 10

-7

_0.00060

Ouro

40.98 x 10

₄

✄

x 10

-7

_0.00050

Tal como para a electr

ónica das baixas frequências, em que temos os circuitos

impressos com trajectos condutores e componentes, também para as microondas se tem

as suas linhas de transmissão miniatiatura de que vamos falar de seguida,

às quais

são ligados os diferentes componentes numa tecnologia h

íbrida em que os componentes

e circuitos condutivos são embebidos em diferentes camadas.

Dá-se o nome de

MMIC

´s ("

M

onolithic

M

icrowave

I

ntegrated

C

ircuits") aos

modernos circuitos integrados realizados com estas t

écnicas, para diferentes funç

ões

num sistema de microondas, requerendo o m

ínimo de ajustamentos e sintonias.

Reparemos entretanto na figura seguinte que traduz a evolução do cabo coaxial para

uma linha de transmissão miniatura ("

stripline

"):

O condutor central evoluíu para uma esp

écie de tira ("strip") que fica rodeada de um

material dieléctrico "apertado" entre dois planos de terra.

Nota: é importante frizar que, enquanto em baixas frequ

ências nos pod

íamos referir a

terras como pontos de terra com localizações definidas, podendo-se considerar vários

pontos de terra e interligá-los, em microondas usar pontos de terra não tem significado

algum. Em microondas s

ó nos podemos referir a

planos de terra

e nunca a pontos de

terra.

O material dieléctrico tem a propridade de reduzir as dimensões f

ísicas da linha para

qualquer frequência de operação e constitui uma parte importante da stripline pois

armazena a energia electromagn

ética que se propaga ao longo da tira condutiva. Quanto

maior for a constante dieléctrica do material, maior será a concentração de linhas do

campo eléctrico.

É poss

ível conseguir uma determinada constante diel

éctrica recorrendo

a uma mistura apropriada de materiais distintos

.

TRANSMISSÂO COAXIAL

TRANSIÇÃO LINHA DE

TRANSMISSÂO tipo "STRIP"

Por exemplo, pode-se combinar Teflon (constante dieléctrica 2.1) com fibra de vidro

(constante dieléctrica 3.88) para se obter um material com uma constante dieléctrica

igual a 2.37.

Constantes dieléctricas muito maiores podem conseguir-se com outras misturas.

Tal como nos cabos coaxiais, o modo de propagação geralmente usado é o TEM.

Os 2 planos de terra da

stripline

estão ao mesmo potencial. O campo elétrico está

principalmente limitado

à área entre o condutor central e os planos de terra com a sua

intensidade a diminuir rapidamente com a dist

ânci

a à tira condutora. Se a dist

ância do

bordo da tira ao bordo do plano de terra é cerca de duas vezes o espaçamento entre os 2

planos de terra, a intensidade do campo no bordo destes é praticamente zero. Logo, uma

stripline

considera-se bem projectada quando os planos de terra são suficientemente

largos para proporcionar esta situação, tornado a stripline praticamente

auto-blindada

; a

figura seguinte mostra o aspecto construtivo de uma

stripline

.

As linhas de transmissão "

microstrip"

são um resultado da evolução das

striplines

tal

como estas são o resultado da evolução das linhas coaxiais.

As linhas de transmissão

strip

e

microstrip

são marcadamente diferentes no tipo de

construção e no material utilizado

.

MATERIAL

DIELÉCTRICO _{TIRA DE COBRE}

("STRIP") PLANO DE TERRA

PLANO DE TERRA