Implementação final do módulo de saída de um transceptor de RF 900MHz em SoC CMOS

IMPLEMENTAÇO FINAL DO MÓDULO DE SAÍDA

DE UM TRANSCEPTOR DE RF A 900MHZ

EM SOC CMOS

José Edil Guimarães de Medeiros

Brasília, Julho de 2007

UNIVERSIDADE DE BRASÍLIA

FACULDADE DE TECNOLOGIA

Fauldade de Tenologia

TRABALHO DE GRADUAÇO

IMPLEMENTAÇO FINAL DO MÓDULO DE SAÍDA

DE UM TRANSCEPTOR DE RF A 900MHZ

EM SOC CMOS

José Edil Guimarães de Medeiros

Relatório submetido ao Departamento de Engenharia

Elétria omo requisito parial para obtenção

do grau de Engenheiro Eletriista

BanaExaminadora

Prof. JoséCamargodaCosta,ENE/UnB

Orientador

Prof. JanaínaGonçalvesGuimarães,ENE/UnB

Co-orientadora

Prof. PauloH.PortelaCarvalho,ENE/UnB

Examinadorinterno

Eng. WagnerA. Araújo,BrasilSemiondutores

Examinadorexterno

Aos meus melhores amigos: meus pais...

José Edil Guimarães deMedeiros

Agradeço aos meus paispor riarem asondições para que eu pudesse estudar numa das

melhores esolas de nível superior do Brasil. A meus irmãos Ério, Gabriel e Gabriela

pelo apoioe pelas horasde desontração ao longo davida.

A minha namorada Lidia, e a toda sua família, pelo amor e ompreensão que sempre

tiveram omigo. Voês são minha segunda família.

Aos meus professores e amigos José Camargo da Costa, Janaína Gonçalves Guimarães

e Paulo H. Portela de Carvalho, pela dediação a Universidade e a seus alunos. Aos

amigoseengenheirosGilmarS.Beserra, Éder GillianS.Beserra,Hélder H.Guimarães,

Genival M. de Araújo, Fernando M. L. Tavares e aos outros amigos do LTSD/LPCI.

Aos ompanheiros doLEMOM, Charles, Leonardo e Nassif. Um agradeimento espeial

ao engenheiro e amigo Wagner A. Araújo pela amizade, pela ajuda na onlusão deste

texto e por aeitar partiipar daminha bana deavaliação.

A todo o pessoal daminha turma deEngenharia, desejo muitosuesso para todos voês.

A todos aqueles que de forma direta ou indireta me ajudaram a hegar até aqui, muito

obrigado.

José Edil Guimarães de Medeiros

Opresentetrabalho apresenta umpropostade arquiteturaparatranseptorde RFparaapliação

emSoC CMOS pararede de sensores sem o. Foi feita a revisão da arquitetura espeiada em

trabalhos anteriores e observadas as suas vulnerabilidades. Também foram propostas topologias

paraintegração dotranseptornosistemaemhipdo qualelefaráparte. Adesriçãoapresentada

nestetextoirá orientar odesenvolvimento dosiruitosde rádiointegrantes dosistemaemhip.

1 Introdução... 1

1.1 O SoC-SCI... 1

1.2 Definição do problema ... 2

1.3 Objetivos doprojeto... 2

1.4 Apresentação do manusrito... 3

2 Revisão Bibliográfia... 4

2.1 Arquiteturas de reeptores de rádio... 4

2.1.1 Reeptor om freqüênia de rádio sintonizada... 4

2.1.2 Reeptor super-regenerativo... 5

2.1.3 Reeptor super-heteródino... 6

2.1.4 Reeptor de onversão direta... 8

2.1.5 Reeptores digitais... 8

2.2 Ténias de modulação digital... 9

2.2.1 Análise espetral de sinais digitais em banda passante ... 9

2.2.2 Modulação emamplitude... 11

2.2.3 Modulação emfreqüênia... 12

2.2.4 Modulação emfase... 13

2.2.5 Deteção ótima... 13

2.2.6 Deteção oerente de sinais OOK, BPSK e FSK ... 14

2.2.7 Envoltória de um sinal senoidal om ruído ... 16

2.2.8 Deteção não-oerente de sinais OOK... 17

2.2.9 Deteção não-oerente de sinais FSK... 18

2.2.10 Comparação entre os esquemas de modulação digital... 19

2.3 Projeto de sistemas de rádio... 19

2.3.1 Sensibilidade ... 20

2.3.2 Figura de ruído... 21

2.3.3 Banda... 21

2.3.4 Compressão de ganho ... 22

2.3.5 Ponto de intereptação de tereira ordem... 22

2.4 O transeptor de RF original... 22

3 Metodologia... 25

3.1 Fluxos de projeto de iruitos integrados ... 25

4 Projeto... 28

4.1 Espeifiação da seção analógia... 28

4.2 Projeto da seção digital ... 30

4.2.1 Desrição doontrolador digitaldo transeptor ... 30

4.2.2 Code Manhester... 32

5 Resultados... 35

5.1 Simulações... 35

5.1.1 Alane... 35

5.1.2 Sensibilidade ... 35

5.1.3 Máquina de ontrole do transeptor ... 36

5.2 Impato da arquitetura nodesempenho geral do sistema... 36

5.3 Topologia final... 37

6 Conlusões... 40

REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS... 42

Anexos... 44

I Códigos Matlab... 45

II Simulação da máquina de estados do transeptor... 47

1.1 Estrutura dosistemade ontrole de irrigação... 2

1.2 Estrutura donó dosistema deontrole de irrigação... 2

2.1 Reeptor de rádio omfreqüênia sintonizada ... 4

2.2 Diagrama de bloosde umreeptorsuper-regenerativo [7℄... 5

2.3 Reeptor super-heteródino... 6

2.4 Problema deimagem na reepção heteródina[8℄... 7

2.5 Mixer derejeição deimagem propostopor Hartley[8℄ ... 7

2.6 Arquiteturas de reeptores digitais... 9

2.7 Formas deonda paraasmodulaçõesdigitais maissimples(ASK,PSKe FSK)... 10

2.8 Densidade espetralde potênia da modulação ASK[18℄... 12

2.9 Detetor baseado emltroasado... 14

2.10 Detetor de orrelação... 15

2.11 Comportamento da função densidade de probabilidade para o envelope de uma senóide maisruído [18℄... 17

2.12 Reeptor OOK nãooerente... 17

2.13 Densidades de probabilidade paraOOK não-oerente[18℄... 18

2.14 Detetor não-oerente parasistemaFSK... 19

2.15 Probabilidade de erro debit paraalgumasmodulaçõesdigitais... 20

2.16 Arquitetura original dotranseptor de RFpara oSoC-SCI [21℄ ... 23

3.1 Metodologia de projeto deiruitos integrados... 26

4.1 Arquitetura propostaparao transeptor deRF... 28

4.2 Data slier utilizado omo omparador... 30

4.3 Diagrama de estadosdamáquina de ontrole dotranseptor de RF... 32

4.4 Símbolos utilizadosna odiação Manhester... 33

4.5 Diferentes posiçõespara abordadesubida na odiação Manhester... 34

5.1 Comportamento da potênia reebidapela distâniapropagada... 36

5.2 Comportamento da sensibilidade frente a gura de ruído... 37

5.3 Simulação damáquina deestadosdo ontrole do transeptor deRF... 38

5.4 Arquitetura ompletado transeptor de RF... 39

2.1 Comparação entresistemas de modulaçãodigital... 19

2.2 Espeiações originaisdotranseptor de RFdo SoC-SCI... 22

4.1 Desriçãodos registradoresde RF... 30

4.2 Desriçãodo registrador$RFC0... 31

4.3 Desriçãodo registrador$RFC1... 31

4.4 Resumo dosmodosde operaçãodo transeptor ... 31

4.5 Sinaisde saída damáquina deontrole do traneptor... 32

4.6 Tabela-verdade paradeodiação Manhester... 34

5.1 Espeiações paraotranseptor de RF... 38

Siglas

ADC Analogto Digital Converter Conversor analógio-digital

ANATEL AgêniaNaional de Teleomuniações

ASK Amplitude ShiftKeying Modulação por haveamento deamplitude

CMOS Complementary Metal-Oxide Semiondutor

Embrapa EmpresaBrasileirade Pesquisa Agropeuária

FSK FrequenyShift Keying Modulaçãoporhaveamento de freqüênia

ISM Industrial,Sienti and Medial

LNA Low-Noise Amplier Ampliador de baixo ruído

LPF Low-pass Filter Filtropassa-baixa

NAMITEC Tenologias de Miroe NanoeletrniasparaSistemasIntegradosInteligentes

NF NoiseFigure Figura deruído

OOK On-OKeying

PA PowerAmplier Ampliador depotênia

PSK PhaseShiftKeying Modulação por haveamento de fase

RF Radio-Frequeny Freqüênia de rádio

SCI Sistemade ontrole deirrigação

SoC Systemon Chip Sistema emhip

VHDL VHSICHardwareDesription Language

VHDL-AMS Analogand Mixed-SignalVHDL

Introdução

Estetrabalho apresenta arevisão dasespeiaçõesparao transeptor de rádio-freqüêniade

umsistema emhip. Tambémserá apresentadaaespeiaçãodamáquina digital deontrole do

módulodeomuniação ede suaomuniação omaseção digital dosistema.

1.1 O SoC-SCI

Aagriultura setransformou emumaatividade extremamenteomplexa, prinipalmenteapós

a primeira fase da Revolução Industrial. Desde então, a automação do trabalho no ampo e as

resentes pesquisas no setor têm levado ao aumento na produtividade dos produtos agríolas.

O uso da tenologia da informação para a obtenção de dados mais preisos sobre as ondições

ambientais deuorigemàhamada AgriulturadePreisão. Nestamodalidade, oampode ultivo

é segmentado em áreas menores, possibilitando a apliação de água e fertilizantes neessários às

demandas loais, em quantidade e tempo adequados, otimizando o uso de insumos agríolas e

provendo maiorprodutividade eluratividade [1℄.

AUniversidadedeBrasília,empareriaomaEmbrapaeoNAMITEC,partiipadodesenvol-

vimento de um sistemade ontrole de irrigação visando à otimização do usode reursos hídrios

na agriultura brasileira. Este sistema é onstituído de três elementos básios: nós, estação de

ampo eestação de base, onforme mostraa Figura1.1[2℄.

Osnóssãoospontosdemediçãoeatuaçãonaáreadeultivo. Suafunçãoéoletarproessare

transmitirasinformaçõesreferentesaoestadodosolo(temperatura eumidade),alémde ontrolar

osistemade irrigação referenteà sualoalidade. Asestaçõesde ampo podemseomuniar om

até255 nósespalhados em umaárea de até100 hetares, reebendo dados e retransmitindo para

aestação de ampo queonentra asinformaçõesdo sistemaparaa tomadade deisões.

Cada nó do sistemaserá onstituído de sensores de umidade e temperatura, baterias e painel

solar,umatuadorparaaionamentodosistemadeirrigação,antenaeumsistemaemhip,onforme

mostradona gura1.2.

OhipéformadoporummiroproessadorRISCde16bits,memóriasRAMeROM,interfaes

analógiasedigitais eumtranseptor deRF.Aomuniaçãodosnósviarádioiráoperarnafaixa

Figura1.2: Estrutura donó dosistema deontrole de irrigação

ISMde915MHz a928MHz[3 ℄.

1.2 Denição do problema

Analisar osproblemas enontrados naespeiaçãooriginaldo transeptorde RF[2℄e propor

umanova arquiteturaparaa seçãode RFdo SoC-SCI.

1.3 Objetivos do projeto

Formular a espeiaçãonal do transeptor de RFdo sistema emhip em desenvolvimento.

Veriar a espeiação através de modelagem apropriada e simulação. Detalhar a omuniação

entre obloo de rádioe asoutras seçõesdo sistemaemhip.

Noapítulo2 éfeitaumarevisãobibliográa sobre otemadeestudo. Em seguida,oapítulo

3 desreve a metodologia empregada no desenvolvimento do projeto. A desrição dosiruitos é

apresentadanoapítulo4,seguidadosresultadosedisussõesnoapítulo5. Oapítulo6apresenta

asonlusõesdotrabalho. Osanexosontêm material omplementar.

Revisão Bibliográa

Neste apítulo serão revistas algumas arquiteturas de reeptores de rádio, parâmetros impor-

tantes para o projeto de sistemas sem o e algumas ténias de modulação digital. A intenção

não é esgotar o assunto, mas sim, apresentar alguns dos oneitos teórios estudados durante o

desenvolvimento deste trabalho.

2.1 Arquiteturas de reeptores de rádio

Em geral, é o reeptor que determina o desempenho geral de um sistema de rádio. As prin-

ipais onsiderações que devem ser observadas para a esolha de uma topologia para o reeptor

envolvem simpliidade, usto, tamanho e onsumo de potênia. Oreeptor super-heteródino é o

maisutilizado emapliaçõesdeurta distânia,masoonheimento deoutras topologiaspermite

aoprojetista seleionara maisadequada paraasuaapliação [4℄.

2.1.1 Reeptor om freqüênia de rádio sintonizada

Coneitualmente, o reeptorsintonizado é o maissimples. Conforme mostrado na Figura2.1,

aantenaé seguida por umltro passa-faixaouumiruito sintonizado nafreqüênia desejada. O

sinalreebidoéampliado e entãodetetado, geralmente por umdetetorde envoltória. Osinal

embanda-base éentãoentregue aumomparador pararestaurar osníveis digitais de tensão.

Figura2.1: Reeptor derádio omfreqüênia sintonizada

O ganho de tensão que pode ser obtido é limitado porque ampliadores de alto ganho em

freqüêniasna faixa de UHF estão sujeitos a realimentação positiva ausada por elementos para-

sitas, o que pode levar a instabilidade do ampliador. Este fatolimita a sensibilidade que pode

seralançada por estetipodetopologia, fazendoomqueelasósejaapliadaemlinksde alane

resou qualquer outra fonte radiante, o que minimizao ruído gerado pelo transeptor no restante

dosistemaemhip [5 ℄.

2.1.2 Reeptor super-regenerativo

Esta topologia foiinventada em1922 por Armstrong [6℄ e amplamente utilizada até a déada

de1950,quandofoigradualmente substituídapeloreeptorsuper-heteródinodevido asuamelhor

seletividade. A melhoria das ténias utilizadas na onepção de iruitos integrados analógios

tornoupossívelaumentara banda e asensibilidade deste tipo de reeptor, tornando-o novamente

atrativo paraapliaçõesde urta distânia.

A Figura2.2mostrao prinípio defunionamento doreeptor super-regenerativo [7℄.

(a)Reeptorsuper-regenerativo

(b)Envoltóriadosinaldesaídadoosilador

Figura2.2: Diagramade bloos deumreeptor super-regenerativo [7℄

Osistemaonsisteemumosiladorformadopelobloodeganho

A

^epelaredederealimentação seletiva

β

^{. A entrada de RF introduz energia vinda da antena aumentando o tempo neessário}

paraqueo iruitoomee aosilar. O sinalQ,gerado internamente, modia oganho de malha

fehada do sistemaperiodiamente, removendo oupromovendo a ondiçãode osilação.

Semsinais de RF,o tempo de partida do osilador éxado pelos parâmetros do sistema. Um

sinalinjetadonoosiladorirámodiarotempodepartidadarede,onforme mostradonaFigura

2.2(b). Otamanho desta modiação depende da potênia do sinal reebidoe da diferença entre

desteosilador reete apotênia do sinaldeRFinjetado no sistema.

Apesar de sua grande sensibilidade e simpliidade, o reeptor super-regenerativo apresenta

algumasdesvantagens: re-irradiaruídoparaosiruitosposiionadosemtornodobloo,ébastante

sensível a interferênias e só pode ser utilizado em onjunto om modulações ASK ou FSK (om

deteçãopor envoltória).

2.1.3 Reeptor super-heteródino

Aonguração super-heteródinaé amaisutilizada para omuniação via rádio. Sua operação

onsiste em levar os sinais reebidos para uma freqüênia intermediária onde seja mais fáil am-

pliar,ltraredetetarosinalreebido. Obomdesempenho destatopologia épossívelpelofato

de que os estágios de ltragem e ampliação são realizados em uma freqüênia que não muda

onforme se altera o anal de reepção. Além disto, em baixas freqüênias, é possível realizar

ampliadoresde maiorganho sem orisode instabilidade [4 ℄.

AFigura2.3mostraaonstruçãobásiadeumreeptordestetipo. Aantenaéseguidaporum

ltropassa-faixa,responsávelporatenuar todosossinaisforadabandadeatuaçãodoreeptor. O

ampliador de RFé normalmente umampliador de baixo-ruído (LNA) sintonizado que pode

inorporarafunçãodoltrodeentradadosistema. Omixer multipliaossinaisderádioreebidos

pelo sinais de umsintetizador de freqüênias loal ajustável. Na saída do mixer obtêm-se sinais

entradosem

ω _RF +ω _LO

^e

ω _RF − ω _LO

^,onde

ω _RF

^{éafreqüêniadosinaldeRFe}

ω _LO

^{éafreqüênia}

doosiladorloal. Oltronasaída domixer é ajustadopararejeitarumadestasduasfreqüênias

geradas. Tem-se,então,umsinalanálogoaoreebidopelaantenamasentradoemumafreqüênia

maisbaixa, hamada de freqüênia intermediária (

ω _IF

^{). Este sinal pode agora ser ampliado e}

demodulado. Em umreeptorde dadosdigitais,umondiionador desinaiséadiionadonasaída

dodemodulador para restaurar osníveis lógios dosistemadigital.

Figura2.3: Reeptorsuper-heteródino

Odiagrama daFigura2.3 mostraapenasa onguração básia. Algumas variaçõessão larga-

menteutilizadasparamelhorar odesempenho geral dosistema, omopor exemplo,ousode duas

freqüêniasintermediárias.

O uso de freqüênias intermediárias no proesso de demodulação faz surgir o problema da

freqüênia imagem. Este fenmeno surgeporque ummultipliador analógionão preserva a pola-

ridadedadiferençadefreqüêniaentreosdoissinaisdeentrada, istoé,para

x ₁ (t) = A ₁ cos(ω ₁ t)

^e

x ₂ (t) = A ₂ cos(ω ₂ t)

^oprodutode

x ₁ (t)

^e

x ₂ (t)

(onsiderando apenasabandainferior)teráaforma

cos(ω ₁ − ω ₂ )t

^{, sem diferença de}

cos(ω ₂ − ω ₁ )t

^{[8℄. Assim, emum reeptor} heteródino, as bandas loalizadas simetriamente emrelação a

ω LO

^{sãoonvertidas para amesma freqüênia, onforme}

mostradona Figura2.4. Se abanda de interesse está entrada emtorno de

ω ₁

⁽

= ω _LO − ω _IF

^),a

imagemestará emtorno de

2ω _LO − ω ₁

⁽

= ω _LO + ω _IF

^).

Figura2.4: Problema de imagemna reepção heteródina[8℄

Este problema de imagem degrada a reepção pois permite que umsinal interferente atueno

sistema. Mesmo na ausênia de uminterferente, o ruído presente na banda da imagem degrada

a relação sinal-ruído do reeptor de aproximadamente

3dB

^{. A solução para este problema está}

nousode um ltro derejeição de imagem, posiionado antes domixer. Esteltro deve terbaixa

atenuação na banda de interesse e alta rejeição na freqüênia da imagem, dois requisitos que só

podemserrespeitadossea freqüênia

ω _IF

^for suientemente alta.

Outra solução freqüentemente adotada em reeptores de rádio de baixo usto [9 , 10, 11, 12 ℄

onsistenautilizaçãodeummixer omrejeiçãodeimagem. Umadassoluçõesmaisutilizadaséa

arquiteturade Hartley[13 ℄, mostradana gura 2.5.

Figura2.5: Mixer de rejeiçãode imagemproposto por Hartley [8℄

Supondo que o sinal de entrada do mixer seja

x(t) = A _RF cos(ω _RF t) + A _IM cos(ω _IM t)

^{, onde}

o primeiro termo representa o anal de interesse e o segundo termo a imagem. Assumindo que

a freqüênia do osilador loal seja menor que a freqüênia da portadora de rádio, de forma que

ω _RF − ω _LO = ω _LO − ω _IM

^{. Nos pontos}

A

^e

B

^,teremos

x _A (t) = A _RF

2 sen(ω _LO − ω _RF )t + A _IM

2 sen(ω _LO − ω _IM )t

e

x _B (t) = A _RF

2 cos(ω _LO − ω _RF )t + A _IM

2 cos(ω _LO − ω _IM )t.

Noponto

C

^teremos

x _C (t) = A _RF

2 cos(ω _RF − ω _LO )t − A _IM

2 cos(ω _LO − ω _IM )t.

Nasaída do mixer obtém-se

A _RF cos(ω _LO − ω _RF )t.

A prinipal desvantagem desta arquitetura é sua sensibilidade a desasamento entre os om-

ponentes de iruito. Apesar disto, implementações em tenologia CMOS que alançam rejeição

de imagem da ordem de 30dB e ganho de onversão da ordem de 20dB já foram reportados na

literatura[14,15 ℄.

2.1.4 Reeptor de onversão direta

Oreeptordeonversão direta,ouhomódino, seassemelhabastanteaosuper-heteródinomos-

tradonaFigura2.3,masnesteaso,afreqüêniaintermediáriaézero. Nestaarquitetura,aimagem

oinideomo sinaldesejado,não sendoumproblema.

Olado negativo desta topologia onsiste no fatode que o osilador loal deve sersintonizado

na mesmafreqüênia do sinaldesejado, riando potenial para interferêniasdevido à injeção do

sinaldoosilador no sinaladvindo daantena.

Aoutilizarestetipodereeptoromumamodulaçãoemamplitude,surgeumproblemadevido

àfaltadesinroniaentreafasedaportadorae afasedosinalprovenientedoosiladorloal. Para

x ₁ (t) = A(t) cos(ω ₁ t + θ ₁ )

^e

x ₂ (t) = cos(ω ₁ t + θ ₂ )

^{, a saída do mixer após umltro} passa-baixas será

A(t) cos(∆θ)/2

^,onde

∆θ

^{éadiferençade faseentreaportadora dosinaldesejado eosinaldo}

osilador loal. A eliminaçãodeste fator de atenuaçãopode ser feita através douso deum Phase

loked loop.

2.1.5 Reeptores digitais

Os reeptores digitais vêm ganhando popularidade em apliações de urta distânia devido à

reduçãodosustosdeomponentesomapaidadedeproessamentodigitaldesinaiseaoaumento

nademandaporsoluçõesommelhordesempenhoequeatendamosrequisitosdemúltiplospadrões

deomuniação [4℄.

Asduasarquiteturas básiassão mostradasna Figura2.6. Na primeira (Fig. 2.6(a)), a amos-

tragem e onversão analógio-digital são realizadas na freqüênia do sinal de rádio. A segunda

(Fig. 2.6(b)) onsiste emuma arquitetura super-heteródina onde a onversão analógio-digital é

realizada após a redução da freqüênia do sinal de rádio. A ltragem e demodulação são feitas

nodomínio digitalpara ambososasos. Estaabordagem permiteatender a múltiplos padrõesde

omuniação operando embandasdiferentes, alémde ofereerganhosom relaçãoaoonsumo de

potênia,áreado iruito,ustoe osumode energia quandoomparada asoluçõesmaistradiio-

nais[16 ℄.

(b)Reeptordigitalomfreqüêniaintermediária

Figura2.6: Arquiteturas dereeptores digitais

2.2 Ténias de modulação digital

Sistemas de omuniação digital são geralmente mais omplexos que os sistemas analógios.

Entretanto, esquemas digitais de omuniação apresentam uma série de vantagens que ompen-

sam este aumento de omplexidade: são mais bem adaptados para transmissão de dados, maior

possibilidade de integração om a eletrnia digital de proessamento de sinais, as informações

sãofailmenteodiadas visandoompressão,há apossibilidade dousodeódigos delinha para

minimizarefeitos deruído edistorção, entre outras [17 ℄.

Emsistemasdigitaisde RF,aportadoraémoduladapor umsinalbandabasedigital. Agura

2.7 ilustra as formas de onda para as modulações binárias em amplitude (ASK), fase (PSK) e

freqüênia(FSK).

2.2.1 Análise espetral de sinais digitais em banda passante

Qualquer sinalmoduladopodeser representadopordois sinaisem quadratura

x c (t) = A c [x i (t) cos(ω c t + θ) − x q (t) sen(ω c t + θ)],

^(2.1)

onde

ω c

^,

A c

^e

θ

representam afreqüênia,a amplitudee afasedaportadora esãomantidos ons- tantes. Ostermos

x _i (t)

^e

x _q (t)

^{ontêm ainformação e} representam asomponentes emfase e em quadratura, respetivamente. Considerando que

x _i (t)

^e

x _q (t)

^sãoestatistiamenteindependentes,

adensidade espetralde potênia de

x _c (t)

^{pode seresrito naforma}

G _c (f ) = A ² _c

4 [G _i (f − f _c ) + G _i (f + f _c ) + G _q (f − f _c ) + G _q (f + f _c )],

onde

G _i (f )

^e

G _q (f )

representam adensidade espetraldepotêniadasomponentes emfasee em quadratura.

Introduzindoa notaçãoparao espetro depotênia embanda base

G _bb (f ) = G _i (f ) + G _q (f ),

obtem-se

G c (f ) = A ² _c

4 [G _bb (f − f c ) + G _bb (f + f c )].

Assim,porsimplestranslaçãonafreqüênia,épossívelobteroespetroembandapassanteapartir

doespetro embanda basede umsinal.

Assumindo quea omponenteemfaseé umsinaldigital naforma

x _i (t) = X

k

a _k p(t − k/r),

^(2.2)

onde p(t) é a função que dene a forma do pulso utilizado,

r = 1/D

^{é a taxa de} transmissão e

k = 0, 1, 2, · · ·

^{;seu espetrode potênia podeser esrito omo[18℄}

G i (f ) = σ _a ² | P (f ) | ² + (m a r) ²

∞

X

n= −∞

| P (nr) | ² δ(f − nr),

^(2.3)

onde

σ _a

^{denotaa variâniadosinal(denida omoo valorrms dosinal),}

m _a

^{representa aompo-}

nente d dosinal e

P(f )

^{éa densidade espetralde potênia da função}

p(t)

^{. A mesma expressão}

seaplia para a omponente em quadratura se esta for uma forma de onda digital independente

daomponente em fase.

No asoda transmissão depulsosquadrados,

p(t) = u(t) − u(t − D) =

( 1 0 ≤ t ≤ D

0

^{aso ontrário (2.4)}

ujatransformada de Fourier gera

| P (f ) | ² = D ² sinc ² (f D) = 1

r ² sinc ² f

r .

^(2.5)

Como

| P (f ) | ²

^{nãoé limitadoem bandapara oaso depulsosquadrados, é neessárioque}

f _c ≫ r

paraproduzirumsinalbanda passante.

2.2.2 Modulação em amplitude

No aso geral, uma forma de onda ASK M-ária tem

M − 1

^{valores disretos não-nulos de}

amplitude. Como não há variações de fase, a omponente em quadratura pode ser onsiderada

zero. Esrevendo a omponente em fase omo na equação 2.2, om

k = 0, 1, 2, · · · , M − 1

^{, e}

utilizandoo pulso quadradodenido na equação2.4, obtém-se

m _a = M − 1

2 σ ² _a = M ² − 1

12 .

^(2.6)

Utilizando aequação 2.3obtém-se

G _bb (f ) = G _i (f ) = M ² − 1 12r sinc ² f

r + (M − 1) ²

4 δ(f ).

^(2.7)

A gura 2.8 mostra o espetro em banda passante de umsinal ASK. A maior parte do sinal

estáontidanafaixa de

f c ± r/2

^{eéusualestimarabandade} transmissãoomosendo

B T ≈ r

^{. Se}

umsinalASK representa dados binários a umtaxa de

r _b = r log ₂ M

^{, então a eiênia espetral}

desteesquema será

r _b

B _T ≈ log ₂ M bps/Hz.

^(2.8)

OsistemaOOK(on-okeying)éoqueapresentaapioreiêniaespetral,pois

r _b /B _T ≈ 1bps/Hz

quando

M = 2

^{. É possível dobrar a eiênia do sistema ASK utilizando a omponente em}

quadratura para transmitir informação. Esta ténia é hamada QAM (Quadrature Amplitude

Modulation).

2.2.3 Modulação em freqüênia

Considerando um sinal FSK de fase ontínua, isto é, não são permitidas variações de fase

durante ohaveamento da freqüênia,pode-se esrever

x c (t) = A c

X

k

cos(ω c t + θ + ω _d a _k t)p _d (t − kD),

onde

f _k = f _c + f _d a _k a _k = ± 1, ± 2, · · · , ± (M − 1).

^A ontinuidade da formade onda é garantida em

t = kD

^se

2ω _d D = 2πN

^{,onde N é uminteiro.}

Asrelaçõesa seguirdenemumaversão binária onheida omo FSK deSunde.

M = 2 D = T _b = 1/r _b N = 1 p _D (t) = u(t) − U (t − kT _b )

f _d = r _b /2.

Apósexpansãotrigonométria de

x _c (t)

^{e usandoofatode que}

a _k = ± 1

^{,pode-seesrever}

cos ω _d a _k t = cos ω _d t sen ω _d a _k t = a _k sen ω _d t

x _i (t) = cos πr _b t

^(2.9)

x _q (t) = X

k

Q _k p(t − kT b) Q _k = ( − 1) ^k a _k ,

^(2.10)

onde

p(t) = sen(πr _b t)[u(t) − u(t − T _b )].

Odensidade espetralde potênia destesinalserá

G _bb (f ) = 1 4 h

δ f − r _b

2

+ δ f + r _b

2 i

+ r _b | P (f ) | ² ,

^(2.11)

| P(f ) | ² = 4 π ² r ² _b

cos(πf /r _b ) (2f /r _b ) ² − 1

2

.

Apesar do lobo prinipal do espetro de potênia neste aso ser era de 50% maior que nas

modulações ASK e PSK, a banda é usualmente denida omo

B _T ≈ r _b

^{por ausa da diminuição}

muitomaisaentuadada energia foradesta bandaquando omparada omosoutros esquemas.

2.2.4 Modulação em fase

UmsinalPSKpodeser expressona formageral

x _c (t) = A _c X

k

cos(ω _c t + θ + φ _k )p _D (t − KD),

paraointervalode tempo

kD < t < (k + 1)D

^{. Esrevendo naforma em}quadratura,

x i (t) = X

k

I _k p D (t − kD) x q (t) = X

k

Q _k p _d (t − kD),

^(2.12)

onde

I _k = cos φ _k Q _k = sen φ _k .

Geralmenteseutiliza

φ _k = π(2a _k + N )/M a _k = 0, 1, · · · , M − 1

deforma agarantir a maiordistânia entre asfasesutilizadas paramodulação.

Supondo que as omponentes em fase e em quadratura são estatistiamente independentes,

obtém-se

G _bb (f ) = 2 r

2 | P _D (f ) | ² = 1

r sinc ² f

r .

^(2.13)

Comparandoeste resultado omoobtido paramodulação ASK, onlui-sequea modulação PSK

émaiseiente emtermosdepotêniapor nãoenviarumaomponentedisreta omaportadora,

masmantém amesma bandaoupada.

2.2.5 Deteção ótima

Esrevendo a equação 2.1de maneiramaisgeral,obtém-se

x c (t) = A c

("

X

k

I _k p i (t − kT _b )

#

cos(ω c t + θ) −

"

X

k

Q _k p q (t − kT _b )

#

sen(ω c t + θ) )

.

Parasistemasoerentesprátios, aportadoradevesersinronizadaomaondamodulantedigital.

Assim,

θ = 0

^e

f c = N c /T _b = N c r _b ,

^(2.14)

onde

N _c

^{é uminteiro grande. Assim}

x _c (t) = A _c X

k

[I _k p _i (t − kT _b ) cos ω _c (t − kT _b ) − Q _k p _q (t − kT _b ) sen ω _c (t − kT _b )] .

^(2.15)

Reduzindo anotação paraonsiderar ointervalode apenas umbit, obtém-se

x c (t) = s m (t − kT _b ) kT _b < t < (k + 1)T _b ,

^(2.16)

onde

s _m (t) = A _c [I _k p _i (t) cos ω _c t − Q _k p _q (t) sen ω _c t]

representa asformasde ondadosbits da mensagem(

s ₀ (t)

^para

m = 0

^e

s ₁ (t)

^para

m = 1

^).

AFigura2.9mostraaarquiteturadoreeptorótimo. Osinalltradomaisoruídoéamostrado

em

t _k = (k + 1)T _b

^{,o m do intervalodo bit, e omparado om umvalor de limiar pararestaurar}

o bit da mensagem. Deve-se esolher h(t) (a resposta ao impulso do ltro) e o valor de limiar

V

^{de modo a reduzir a} probabilidade de erro na deteção:

h(t) = K[s 1 (T _b − t) − s 0 (T _b − t)]

^e

V = (z ₁ + z ₀ )/2

^,onde

z _m (t) = s _m (t − kT _b ) ∗ h(t)

^[18℄.

Figura2.9: Detetor baseadoem ltroasado

Épossíveltambémimplementarumdetetorótimoutilizandoaarquiteturamostradanagura

2.10, que só requere dois multipliadores e dois integradores, além de ópias de

s ₀ (t)

^e

s ₁ (t)

geradas loalmente. Este tipode sistema é hamado de detetor de orrelação porque ele alula

a orrelação entre o sinal reebido om ruído e as ópias loais sem ruído. É importante dizer

também que os detetores baseados em ltros asados e os de orrelação só são equivalentes no

instantede amostragem.

Para odetetorde orrelação,

V = K(E ₁ − E ₀ )/2

^,onde

E _m

^{é a energia dobit.}

2.2.6 Deteção oerente de sinais OOK, BPSK e FSK

Asformasde ondaparaa modulação OOKpodemser esritasomo

s ₁ (t) = A _c p _T b (t) cos(ω _c t) s ₀ (t) = 0.

A ondição

f _c = N _c /T _b

^{implia que}

s ₁ (t − kT _b ) = A _c cos(ω _c t)

^{para qualquer intervalo de bit não}

nulo.

Neste esquemade modulação,

E ₀ = E ₁₀ = 0

^e

E ₁ = A ² _c

Z _T b

0

cos ² ω _c tdt = A ² _c T _b 2

1 + sinc 4f _c r _b

≈ A ² _c T _b 2 .

Assim,

E _b ≈ A ² _c T _b /4

^{e o limiar de omparação deve seresolhido de forma que}

V = KE _b

^{. Neste}

aso, aprobabilidade de errode bit será

P _e = Q( p

E _b /N ₀ ) = Q( √ γ _b )

^,onde

Q(x)

^{éa função erro}

omplementar, denida omo

erfc(x) = 2

√ π Z _∞

x

e ^{− t 2} dt

.

Considerando o asoda modulação BPSK,

s ₁ (t) = A _c p _T b (t) cos ω _c t s ₁ (t) = − s ₁ (t).

Segueque

E _b = E 1 = E 0 = A ² _c T _b /2 E 10 = − E _b

e

P _e = Q( p

2E _b /N ₀ ) = Q( p 2γ _b ).

O sistema BPSK neessita da metade da energia de bit para obter a mesma performane da

modulaçãoOOK, mantidos osoutros parâmetros onstantes.

Considerando agoraa modulação FSKom desloamento de freqüênia

± f _d

^{e formasde onda}

s ₁ (t) = A _c p _T b (t) cos 2π(f _c + f _d )t

e

s ₀ (t) = A _c p _T b (t) cos 2π(f _c − f _d )t.

Quando

f _c ± f _d ≫ r _b

^,

E _b ≈ A ² _c T _b /2

^e

E ₁₀ = E _b sinc(4f _d /r _b )

^{. Se}

f _d = r _b /2

^{(FSKdeSunde),}

E ₁₀ = 0

e a probabilidade de erro será a mesma da modulação OOK. É possível obter uma performane

melhornoesquema FSK permitindo desontinuidades de fasena formade onda, masisto implia

emgrandeaumento naomplexidade doreeptor eno aumento da banda utilizada.

Antes de omentar os esquemasde deteção não-oerente, é onveniente analisar a envoltória

deumsinalsenoidal sobinuêniade ruído.

Considere uma senóide

A _c cos(ω _c r + θ)

^{mais ruído gaussiano om média zero e variânia}

σ ²

^.

Utilizando aexpansãoem quadratura

n(t) = n _i (t) cos(ω _c t + θ) − n _q (t) sen(ω _c t + θ)

pode-seesreverasoma omo

A c cos(ω c t + θ) + n(t) = A(t) cos[ω c t + θ + φ(t)].

Em qualquerinstante

t

^,

A = q

(A _c + n _i ) ² + n ² _q φ = arctan

n _q A _c + n _i

.

A função densidade de probabilidade da envoltória do sinal para o aso geral será dada pela

distribuiçãode Riian [18 ℄:

p _A (A) = A

σ ² e ^{− (A 2 +A 2 c )/2σ 2} I ₀ A _c A

σ ²

A ≥ 0,

^(2.17)

onde

I ₀ (v)

^{representa a função de Bessel modiada de primeiro tipo e de ordem zero, denida}

omo

I ₀ (v) = 1 2π

Z _π

− π

exp(v cos φ)dφ,

^(2.18)

eom apropriedadeque

I ₀ (v) ≈

( e ^{v 2 /4} v ≪ 1

e ^v

√ 2πv v ≫ 1 .

^(2.19)

A Figura 2.11 mostrao omportamento da distribuição de Riian a medida que a razão

A/σ

setornamaior.

Quando

A _c = 0

^{,ouseja, apenasoruídoestápresente,}

A

^{sereduzaoenvelopedoruído}

A _n

^om

afunção densidade de probabilidade sendodada peladistribuição deRayleigh

p _A n (A _n ) = A _n

σ ² e ^{−A 2 n /2σ 2} A _n ≥ 0.

^(2.20)

No outroextremo,quando

A _c ≫ σ

^,adistribuição de

A

^será aproximadamentegaussiana

p _A (A) ≈

r A

2πA _c σ ² e ^{− (A − A c ) 2 /2σ 2} A _c ≫ σ,

^(2.21)

ondefoiutilizada a propriedadepara

v ≫ 1

^{na equação 2.19.}

maisruído[18℄

2.2.8 Deteção não-oerente de sinais OOK

Emgeral,sistemasOOKsãoonebidosvisandosimpliidade. Aportadoranão ésinronizada

epodemos esrever paraumintervaloarbitrário de bit

x _c (t) = A _c a _k p _T b (t − kT _b ) cos(ω _c t + θ) a _k = { 0, 1 } .

Asenergiasde bitsão

E ₀ = 0

^{e (assumindo}

f _c ≫ r _b

⁾

E ₁ = a _c T _b

2

1 + sen(2ω _c T _b + 2θ) − sen(2θ) 2ω c T _b

≈ A ² _c T _b 2 .

Assumindoquezeros e umssão igualmente prováveis,

E _b = E ₁ /2 ≈ A ² _c T _b /4

^.

A Figura 2.12 mostra o esquema de reepção. O ltro passa-faixa é um ltro asado om

h(t) = KA c p T b (t) cos(ω c t)

^{que ignora a fase}

θ

^{. Dessaforma, quando}

a _k = 1

^{,a o valor de pioda}

envoltória do sinalreebidoé

A _b = KE _b

^{. Esolhendo}

K = A _c /E _b

^por onveniênia, temos

A ² _c /σ ² = 4E _b /N ₀ = 4γ _b .

Figura2.12: Reeptor OOKnão oerente

AFigura2.13mostraasfunçõesdensidadedeprobabilidadeondiionaisparaosistemaOOK

V ≈ A _c 2

r 1 + 2

γ _b ≈ A _c

2 γ _b ≫ 1.

Como nãosetem simetrianesta situação,

P _e 1 6 = P _e 0

^quando

P _e

^émínimo.

Figura2.13: Densidades de probabilidade paraOOKnão-oerente[18℄

Para manter a simpliidade, sistemas OOK requerem

γ _b ≫ 1

^{para manter uma performane}

razoáveleo limiar

V

^énormalmenteesolhido omo

A c /2

^{. Com estas}onsiderações, asprobabili- dadesdeerro serão

P _e 0 = Z _∞

A c /2

p _A n (y)dy = e ^{− A 2 c /8σ 2} = e ^{− γ b /2}

^(2.22)

P _e 1 = Z _A c /2

0

p _A (y)dy ≈ Q A _c

2σ

= Q( √ γ _b ) ≈ 1

√ 2πγ _b e ^{− γ b /2} γ _b ≫ 1.

^(2.23)

Dasequações2.22e 2.23onlui-seque

P _e 1 ≪ P _e 0

quando

γ _b ≫ 1

^e

P _e = (P _e 0 + P _e 1 )/2 = 1

2 [e ^{−γ b /2} + Q( √ γ _b )] ≈ 1

2 e ^{−γ b /2} γ _b ≫ 1.

^(2.24)

2.2.9 Deteção não-oerente de sinais FSK

ExaminandoaFigura2.7, pode-sepereberquequea modulaçãoFSKbináriapodeser enten-

didaomo dois sinais OOK entrelaçados, om a mesma amplitude

A

^{, mas freqüênias diferentes}

f ₁ = f _c + f _d

^e

f ₀ = f _c − f _d

^{. Assim, a deteção} não-oerente de sinais FSK pode ser reali- zada utilizando o esquema mostrado na Figura 2.14, onde

h ₁ (t) = KA _c p _T b (t) cos(ω ₁ t)

^e

h ₀ (t) = KA c p T b (t) cos(ω 0 t)

^{. Novamente adotando}

K = A c /E _b

^{e notando que}

E _b = E 1 = E 0 ≈ A ² _c T _b /2

^,

tem-se

A ² _c /σ ² = 2E _b /N ₀ = 2γ _b .

Para garatir que os ltros separem de maneira eiente asfreqüênias

f 1

^e

f 0

^{, de forma que}

o ruído nas duas bandas não seja orrelaionado no instante da amostragem, deve-se utilizar o

espaçamento entre as freqüênias de forma a respeitar a ondição de Sunde,

f ₁ − f ₀ = 2f _d

^{. No}

instantedaamostragem,quando

A _k = 1

^{,aamostraobtidapeloramosuperiorseguea}distribuição deRiian enquanto a do ramo inferiorsegue a distribuição de Rayleigh e vie-versa para

a _k = 0

^.

Seguindoproedimento análogo ao asoanterior, tem-se

P _e 1 = P _e 0 = P _e

e

P _e = 1

2 e ^{− A 2 c /4σ 2} = 1

2 e ^{− γ b /2}

^(2.25)

Apesar da probabilidade de erro ser muito pareida para

γ _b ≫ 1

^{, o esquema FSK apresenta}

três grandes vantagens sobre o esquema OOK: envelope onstante, probabilidades de erro iguais

paraosbits0 e 1e limiar deomparação

V = 0

^.

2.2.10 Comparação entre os esquemas de modulação digital

Neste trabalho, serão onsiderados apenas a eiênia espetral da modulação,

r _b /B _T

^{, e a}

probabilidade de erro de bit,

P _be

^{para a omparação entre osesquemas de modulação. A Tabela}

2.1 resume os parâmetros para alguns esquemas de modulação digital e a Figura 2.15 mostra o

omportamento da taxade errode bit.

Modulação Deteção

r _b /B _T P _be

OOK Envelope

1 ¹ ₂ e ^{− γ b /2}

FSK(

f _d = r _b /2

^{) Envelope}

1 ¹ ₂ e ^{−γ b /2}

BPSK Coerente

1 Q( √

2γ _b )

Tabela 2.1: Comparação entresistemas de modulaçãodigital

2.3 Projeto de sistemas de rádio

O projeto de sistemas é feito oneituando umonjunto de bloos funionais, e suas espei-

ações, que vão interagir de maneira a produzir a performane desejada do sistema. Para obter

suesso,sãoneessáriosimaginação eentendimento dosustosparaseobterdeterminada espei-

ação. Tambémé neessáriosaberomoa performane individualdosbloosafetaa performane

global do sistema [19 ℄. Esta seção apresenta os prinipais parâmetros utilizados para espeiar

umsistema derádio.

2.3.1 Sensibilidade

Asensibilidade deumsistemaderádioéamenorpotêniadesinalnaentradadoreeptorque

permiteumataxadeerrodebitaeitávelnasaída. Estavariávelirádependerdoruídonaentrada

dosistema,daguraderuído,dabanda edarelaçãosinal-ruídoneessáriaparadeteçãodosinal,

onforme esritona equação 2.26.

(P _min ) _dB = (N _in ) _dBm + (N F ) _dB + (10 log B ) _dB + (SN R _receptor ) _dB ,

^(2.26)

onde

N _in

^{é a densidade de potênia de ruído na entrada do sistema,}

N F

^{é a gura de ruído do}

reeptor,

B

^{é a banda} equivalente de ruído do sistemae

SN R

^{é a relação} sinal-ruído na entrada dodemodulador.

Adensidade depotêniade ruídodisponívelnaentrada dosistemaé amáximapotêniaquea

fontederuídopodetransferirparaumaarganumabandade1Hz. Segundooteoremadamáxima

transferêniade potênia, esta ondição será atingida quando a impedânia de saída da fonte de

ruídoforigual aoomplexo onjugadoda impedânia deentradadosistema, umaondiçãomuito

N _in = kT,

onde

k

^{é aonstante deBoltzman (}

1, 38 · 10 ^{− 23} J/K

^{) e}

T

^éa temperatura de ruídoequivalenteda fonte. Paraantenas apontadaspara ohorizonte, pode-se onsiderara temperatura equivalentede

ruídoomosendo

T = 290K

^{. Paraantenasapontadasparaoéu,esta}temperaturaénormalmente bemmaisbaixa, tipiamente

50K

^[20℄. Considerando estesvalores,

(N in ) _dBm = − 174dBm

^.

2.3.2 Figura de ruído

Aguraderuídorepresentaaquantidadederuídointroduzidanosinaldevidoaosomponentes

eletrniosutilizadosno reeptor. Umamaneiraprátia de expressareste parâmetroé

(N F ) _dB = (SN R _in ) _dB − (SN R _out ) _dB .

Para enontrara gurade ruídode sistemasemasata, utiliza-se afórmulade Friis

F _total = F ₁ + (F ₂ − 1)

G ₁ + (F ₃ − 1)

(G ₁ G ₂ ) + · · · ,

^(2.27)

onde

F _n

^{éofatorderuídodoestágio}

n

^(denidoomo

F = 10 ^{N F dB /10}

^)e

G _n

^{éoganhodoestágio}

n

^.

ApartirdestaexpressãoépossívelnotarqueousodeumLNAnosprimeirosestágiosdereepção

fazom queasespeiaçõesde ruídodosbloossubseqüentes sejam menosrestritivas.

2.3.3 Banda

A equação 2.26 mostra a importânia de se utilizar a menor banda possível em um sistema

paraobter a máxima sensibilidade. Este fato faz om que umasolução de ompromisso deva ser

prourada pois a redução na banda do sistema obriga o uso de taxas de transmissão menores de

modo a evitar interferênia inter-simbólia ausada pela distorção das formas de onda devido a

poua banda disponível.

Para umsistema digital, amenor banda teória quedeve ser utilizada é a banda de Nyquist,

denidaomometadedataxadetransmissão. Em reeptoressuper-heteródinos,abandadoanal

é determinada pelo ltro sintonizado na freqüênia intermediária. Para satisfazer os requisitos

de banda, ltros om alto fator de qualidade são neessários, mas os requisitos de sinronização

se tornam mais rítios para evitar interferênia inter-simbólia. Em reeptores de baixo usto,

utilizam-seltrosmenosseletivoseomabandamaiorqueataxadetransmissãodemodoaevitar

adistorção dosinal.

A denição usual de banda de um ltro é a diferença entre as freqüênias onde a atenuação

aumenta de 3dB omparada om a freqüênia entral. No álulo da sensibilidade, entretanto,

Modulação empregada OOK

Téniade aesso FDMA

Largura dosanais detransmissão 50kHz

Taxade transmissão 9,6kpbs

Alane 500m

Alimentação 3,3V

Tabela 2.2: Espeiaçõesoriginais dotranseptor de RFdoSoC-SCI

deve-se utilziar abanda equivalente deruído, denida omo

B _n = 1 H ₀ ²

Z _∞

0 | H(f ) | ² df,

^(2.28)

onde

H ₀ ²

^{é omáximo ganho de potênia do ltro.}

2.3.4 Compressão de ganho

Todos osiruitos apresentam umlimite paraa potênia do sinalde entrada que eles podem

ampliar om ganho onstante. A medida quea entrada a mais forte, o ganho de umampli-

adorse reduzdevido ao efeito de saturação. Umamedida muito omum desteefeito é o ponto

deompressão de 1dB, denido omo o ponto onde o ganho do ampliador sereduz de 1dB em

relaçãoàurva de ganho onstante.

Este é um parâmetro importante em reeptores de rádio pois um sinal interferente de alta

intensidade pode ausar a ompressão do ganho, tornando o reeptor insensível a um sinal de

interesse queseja debaixa amplitude (dessensibilização doreeptor).

2.3.5 Ponto de intereptação de tereira ordem

Assimomo oponto de ompressãode 1dB,o ponto deintereptação de tereiraordem,IIP3,

étambémumparâmetroquequantiaa não-linearidadedeumiruito,sendoagura demérito

quequantia o fenmeno de intermodulação. O IIP3 determina onívelde sinal deentrada para

oqual aamplitude da omponentede tereira ordemna saída doiruito alança aamplitude do

sinalpuro desejado[4℄.

2.4 O transeptor de RF original

OSoC-SCIprevêumtranseptor de RFparaviabilizar aomuniação semo entre osnósda

redee asestaçõesdeampo[2℄. Estetranseptordeveoperarnafaixa ISMde 915MHza 927MHz

[3℄ommodulaçãoOOK eanais de 50kHz.

A tabela2.2resumeasespeiações paraotranseptor de RFutilizadasomo referênia.

A Figura2.16mostrao diagramade bloosda arquiteturaque foioriginalmente idealizada.

O sintetizador de freqüênias [21 ℄ onverte a freqüênia de referênia, obtida a partir de um

osilador externo, na freqüênia do anal de omuniação, hamada freqüênia de front-end, de

aordoomo dado programadopelo proessadorno registradorde seleçãode freqüênia.

Asaída dosintetizadoré haveada porumbuer ontrolado peloproessadorantes deatingir

o ampliador de potênia (PA) [22℄. O PA amplia o sinal já modulado de forma a obter a

potênia neessáriaa transmissão.

O sistema half-duplex utiliza uma have ontrolada pelo proessador para seleionar o modo

deoperaçãodo transeptor (TX ouRX).

Oampliadordebaixo ruído(LNA)[23 ℄aumenta aintensidadedosinalreebidopelaantena

demodo apermitira demodulação dosinal.

AsaídadoLNAémixadaomumsinalprovenientedosintetizadordefreqüênias,transladando

o sinal modulado em um sinal de informação banda-base, que é a freqüênia que esse sinal será

tratadopeloproessador. Odemodulador[24 ℄ onsiste emumomparadorqueajusta eamplia

asaída do mixer para atingir níveis digitais de sinal. A saídado demodulador é lida diretamente

peloproessador atravésde umregistradordediado.

Durante as fases iniiais deste trabalho, foram identiadas algumas vulnerabilidades om

relaçãoa estaarquiteturainiial. Comodisutido naseção2.1.4, umreeptorhomódinoneessita

de uma estrutura de sinronização de fase entre o sinal reebido e o sinal gerado pelo osilador

loal. Alémdisso,sefazneessáriaaintrodução deumltroapósomixer pararejeiçãodosanais

de omuniação adjaentes. Foram observadastambém algumasinompatibilidades entrea saída

de alguns módulos e a entrada de outros, gerando a neessidade do uso de redes de asamento

deimpedânia ouapaitores de aoplamento, o queaumenta a áreatotal do transeptorquando

implementado emsilíio.

Além disto, a espeiação original não ontempla a forma omo será feita a interonexão do

bloodeRFeaseçãodigitaldoSoC-SCI.Umaprimeiraimplementaçãofoirealizadaomontrole

viaregistradores mapeadosemmemória. Estasolução,apesarde simples,traz grandeslimitações

eleo responsávelpor modular osdados para otranseptor (através da have TX) e sinronizara

amostragemdodado reebido (atravésdo registradorde entradade dados).

Metodologia

Este apítulo apresentará a metodologia de projeto utilizada no desenvolvimento de irui-

tos integrados analógios e digitais. A metodologia utilizada no desenvolvimento deste trabalho

também serádetalhada.

3.1 Fluxos de projeto de iruitos integrados

A metodologia de projetode iruitosintegrados adotadaestámostrada na gura3.1.

Oprojetoseiniianafasedeonepção. Nestaetapasãolevantadososobjetivoseasneessida-

desdo projeto. Desta etapanaseumaespeiaçãoque deveserveriadaatravésdesimulações

omportamentais. Os bloosonstrutivos do sistema são identiados e desritos. Este trabalho

seonentranesta etapado projetodo transeptor de RFdo SoC-SCI.

Para os bloos analógios e de rádio-freqüênia (ampliadores, misturadores et), segue-se o

ramoesquerdo do uxograma mostrado na gura 3.1. Conheido omo full-ustom, este uxode

projetopartedaespeiaçãoesegueomoprojetoelétriodosbloosesuaposteriorimplementa-

çãofísia. Trabalhosreentesdesenvolvidos noLaboratóriodeEstruturas deMiroondaseOndas

Milimétrias (LEMOM) da Universidade de Brasília visam inorporar nesta etapa do uxo de

projetoa otimizaçãode iruitosutilizando algoritmosgenétios e outrasabordagens inovadoras.

Para osbloosdigitais (proessador, memórias et),segue-seo ramo direitodo uxogramada

gura3.1. Conheidoomostandard-ell based,esteuxodeprojetoseiniiaomaelaboraçãode

umadesriçãodosistemaemlinguagemdedesriçãodehardwareeprogrideparaaimplementação

nalomo auxílio deferramentas desíntese lógia e físia.

Todas as etapas são ontempladas om ténias de projeto voltado a testabilidade. Para os

iruitosdigitais, é feita a modelagem de falhas e levantados osvetores de teste neessários para

aaraterização do sistema. Ténias de san-hain sãoutilizadaspara a veriação de iruitos

seqüeniais. Paraosiruitosanalógios,sãoempregadasténiasparaaumentodaobservabilidade

dosiruitos.

As etapas de layout são orientadas por ténias de ompatibilidade eletromagnétia visando

isolarossistemas de RFde sistemasanalógios de alta preisão(onversores analógio-digitais) e

dasseçõesdigitais.

Éfeitotambémumo-projetoentresoftwaredeapliaçãoehardware,onde asneessidadesde

umaáreaimpatam diretamente nasdeisõesde projetotomadasna outra.

Este trabalho seonentrana etapa iniial do projeto, onde é realizada aonepção e espei-

ação do sistema. Todos os bloos apresentados serão implementados posteriormente emsilíio

seguindo-se ametodologia desrita.

3.2 Metodologia geral para o transeptor de RF

Apósaanálise eonstataçãodasvulnerabilidadesdo projetooriginaldo transeptorde RFdo

SoC-SCI,foifeitaumaextensarevisãobibliográaontemplandotópiosomoténiasdemodu-

de rádio-freqüênia. Uma arquitetura foi esolhida om base na simpliidade de implementação

e possibilidade de integração total no sistema emhip utilizando o máximo de bloos projetados

em trabalhos anteriores. Após esta esolha, foram identiados os bloos que ainda areem de

implementação e dimensionadostodososparâmetros importantes parao projetodestesbloos.

Conheendo a arquitetura do transeptor, foram identiados todos os sinais de ontrole ne-

essárioseumamáquinadigitalde ontrole foidesrita utilizando umalinguagemde desriçãode

hardware. Todas as etapas de dimensionamento foram veriadas utilizando álulos teórios ou

simulações.

Projeto

Neste apítulo serão apresentadas a topologia para o transeptor de RF e a desrição do seu

módulodigitalde ontrole.

4.1 Espeiação da seção analógia

Umaarquitetura super-heteródina ombaixa freqüênia intermediária sereveloua solução de

ompromissoentre simpliidadedeimplementação eomínimodealteraçõesnosbloosprojetados

emtrabalhos anteriores. A Figura4.1mostraa arquiteturapropostaparao transeptorde RFdo

SoC-SCI. Afreqüênia intermediária será de 450kHz, permitindo o usodo mesmo sintetizador de

freqüêniasparaa transmissão ereepção. Talesolhainviabiliza o usode ltrosintegrados para

rejeiçãodeimagem maspermiteo usodosintetizadordefreqüêniasjáexistente,desdequesejam

feitasalgumasalterações nadistribuição dosanais deomuniação.

Figura4.1: Arquiteturaproposta paraotranseptor de RF

AesolhadanovaarquiteturaparaotraneptordeRFdoSoC-SCIfoifeitavisandoomínimode

reprojetodebloosimplementadosemtrabalhosanteriores. OLNAeosintetizadordefreqüênias,

implementados omo trabalhos de mestrado [21, 23℄, serão aproveitados om orreções no seu

de projetistas do LEMOM, mantendo a topologia original mas prourando valores ótimos para

os omponentes utilizando algoritmos genétios. O atual mixer e omparador não poderão ser

utilizados omo estão devido ao problema de imagem, sendo neessário um novo projeto destes

bloos para adaptá-los às neessidades do reeptor heteródino. As haves TX/RX e de dados

também deverãoser reprojetadasvisando àdiminuição do onsumo depotênia dosistema.

A modulação OOKontinuará sendoutilizada. Destamaneira, atopologia do ramo de trans-

missãodosistemapermaneeinalterada. Amudançanafreqüêniadeoperaçãodosistemaaarre-

tariaaneessidadedeotimizaçãodetodososiruitosimplementados(porsetrataremdeiruitos

sintonizados) e também não será realizada. A potênia máxima de transmissão é regulada pela

ANATELe tambémnão podeser modiada.

As alterações onsistem na inlusão de um ltro entre a have de seleção TX/RX e a antena

paralimitaroespetrodeentradadosistema,ousodeummixer omarquiteturadeHartleypara

rejeiçãode imagem,a adiçãodeumestágioampliador nafreqüêniaintermediária, ousodeum

ltro paraseleçãode anal, a adição de umdetetor de envoltória para deteção não-oerentedo

sinalea mudança na topologia doiruito omparador.

O ltro entre a antena e a have de seleção TX/RX, apesar de aumentar a gura de ruído

globaldo sistema,atenua ossinaisinterferentes forada faixade sintonia dotranseptor (915MHz

a 927MHz) diminuindo a potênia entregue ao LNAe tornando o sistemamais imune a desensi-

bilização. Além disso, esse ltro reduz as emissões fora da faixa lieniada para funionamento

do sistema. Este ltro pode ser implementado fora do hip, junto a rede de asamento entre o

SoC-SCIe aantena.

O mixer a ser utilizado será implementado utilizando arquitetura de Hartley para rejeição

de imagem. É muito difíil implementar um ltro de rejeição de imagem quando a freqüênia

intermediáriaé muitobaixa, emvirtudedaseletividadeneessária. Asimplementaçõesdeste tipo

demixer presentesnaliteraturaapontampararejeiçãodeimagemdaordemde25-30dB,ganhode

onversão de 5-15dB,IIP3de aproximadamente -3dB e guraderuído daordem de 8dB[15, 25℄.

Oltro deseleçãodeanaldeveestarentradonafreqüêniaintermediáriade450kHz. Podem

ser utilizadas três topologias para este iruito: ltro RLC passivo, ltro a apaitor haveado

ou uma topologia Gm-C, que onsiste em um ampliador de transondutânia seguido por um

apaitor. A primeira opção garante asimpliidade do projetodesteltro, masnãoé eiente em

termosde área e seletividade. Ousode ltrosa apaitor haveado permite a implementação de

ltros om alta seletividade mas om aumento na omplexidade de projeto. A topologia Gm-C

vemsendolargamente utilizadaem projetode iruitosintegradospor não utilizar resistores nem

neessitarem de iruitos externos de ontrole, omo é o aso dos ltros a apaitor haveado,

emborasejam sensíveisàsvariaçõesdo proessode fabriação.

Para o iruito omparador, uma topologia data slier, mostrada na gura4.2, pode ser uti-

lizada. Este tipo de iruito permite ajustar automatiamente o limiar de omparação de aordo

oma potênia de sinal reebidoatravés da arga de umapaitor. A desarga do apaitor nos

momentosdeinatividadedotranseptor (quandoesteenontra-sedesligadoouemmododetrans-

missão por exemplo) faz om que a deteção dos primeiros bits reebidos oorra om alta taxa

perdade dadosemvirtude desteproblema.

Figura 4.2: Data slier utilizado omoomparador

4.2 Projeto da seção digital

Esta seção do transeptor é responsável por gerar os sinais de ontrole desritos na seção

anterior neessáriosparao funionamento do sistema.

4.2.1 Desrição do ontrolador digital do transeptor

Visando failitar a integração do transeptor de RF om a seção digital do SoC-SCI, todo o

aessodigital ao bloo será realizado através dobarramento interno do sistema. Estaabordagem

fazomque otranseptor de RFsejatransparente ao usuário,sendo aessadoomoumbano de

memória.

Oontrole dotranseptorserárealizadoatravésdeumonjuntode 18registradoresde16 bits,

desritosnaTabela4.1, sendo 16deles paradadose 2 para palavrasde ontrole.

Registrador Função

$RFC0 Seleção de anal, depotênia de transmissãoe de taxade transmissão.

$RFC1 Modo deoperação.

$RFT0

Aesso aosdadosparatransmissão

↓

$RFT7

$RFR0

Aesso aosdadosreebidos

↓

$RFR7

Tabela4.1: Desriçãodosregistradores de RF.

Otranseptorde RFtemtrês modosdeoperaçãodistintos: TX,RX eIdle. NomodoTXserá

realizada a transmissão de dados e no modo RX, a reepção. No modo Idle, os iruitos de alto

onsumosãodesligadosvisandoeonomiadeenergia nosmomentosdeinatividadedotranseptor.

As Tabelas 4.2 e 4.3mostram a estrutura lógia dos registradores $RFC0 e $RFC1, respeti-

vamente.

0 - 5 6 -13 14 - 15

Potênia de transmissão Canal de transmissãoou reepção Taxade transmissão

Tabela 4.2: Desriçãodo registrador$RFC0.

$RFC1

0- 13 13 14 15

Livre EN_WRITE TX_FLAG RX_FLAG

Tabela 4.3: Desriçãodo registrador$RFC1.

Oregistrador$RFC0iráarmazenarasinformaçõesrelativasàpotêniadetransmissãodesejada,

aoanal deomuniação quedeve serutilizado e à taxade transmissão.

A potênia de transmissão poderá variar de 1mW a 10mW om passos de 1mW. Para isto

seriam neessários apenas 4 bits de ontrole. Os dois bits adiionais podem ser utilizados para

expansãodosistemaou paraoprojetode umiruito deontrole de potênia om até64níveis.

A seleção do anal de omuniação é feita através de um registrador de 8 bits presente no

sintetizador defreqüênias [21℄sendo suiente paragerarportadorasespaçadasde 50kHz dentro

dafaixa de sintonia dotranseptor. Oiruitooriginal não serámodiado.

Osdois bits deseleção dataxa de transmissão permitemongurar o transeptor paraoperar

omtaxade9600bps,4800bps,1200bpse600bps. Ataxade9600bpsseráutilizadaomopadrãono

sistemade ontrole de irrigação. Taxas menores permitem viabilizar aomuniação em situações

ondea relaçãosinal-ruído enontra-semuito reduzida (huva,presença de obstáulos,et).

Oregistrador$RFC1onteráapalavradeontrole quepermiteaoprogramadorsaberemqual

modode operação enontra-se o transeptor, além deatuar no bloo paraordenar oiníio de um

transmissão ou de reepção. O bit 14 seleiona o modo de operação TX e o bit 15 o modo de

operação RX.Quando os doisbits estão em zero, o modo Idle é seleionado. O modo teste pode

seraessadoatravésdeumpinoexterno. Atabela4.4resumeestesmodosdeoperação. Osdemais

bitspodemser utilizadosparaexpansões naarquitetura dotranseptor.

Modo deoperação Bit 14 Bit 15

TX 1 0

RX 0 1

Idle

0 0

1 1

Tabela4.4: Resumo dosmodosdeoperação dotranseptor

A Figura 4.3 mostra o diagrama de estados da máquina de ontrole do transeptor. Neste

diagramaestãomostrados ospossíveisestadosparao transeptorde RFeasondiçõesquelevam

asuatransição.

Omodo Idle é o estadopadrão da máquina. Sempre queuma transmissão ou reepção forem

ompletadas, o transeptor irá para este modo de operação até que o programa de apliação o

ongureparareepção outransmissão.