Projeto Fontes Chaveadas Apostila FLYBACK

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CONVERSOR FLYBACK

AGOSTO DE 2008 AGOSTO DE 2008

UNIVERSIDADE

UNIVERSIDADE TECNOLTECNOL GICA FGICA FEDERAL EDERAL

P

DO PDO P

R

ARANARAN Departamento Acadêmico de EletrotécnicaDepartamento Acadêmico de Eletrotécnica

Disciplina de Projeto de Fontes Chaveadas Disciplina de Projeto de Fontes Chaveadas

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Sumário

11 INTRODINTRODUÇÃO...UÇÃO... 33

22 FONTES DE FONTES DE ALIMENTALIMENTAÇÃO AÇÃO EM CORRENTE CONTÍNUA...EM CORRENTE CONTÍNUA... 33

33 CONVERSCONVERSOR OR FLYBACKFLYBACK ... 66

44 DIMENDIMENSIONAMESIONAMENTO DE NTO DE UM CONVERSOR FLYBACKUM CONVERSOR FLYBACK ... 99

4.1 4.1 Especificação do ProjetoEspecificação do Projeto ... 99

4.2 4.2 Dimensionamento do TransformadorDimensionamento do Transformador ... 99

4.2.1 4.2.1 Núcleo de Ferrite Núcleo de Ferrite... 99 4.2.2

4.2.2 Indutância Magnetizante Indutância Magnetizante... 1010 4.2.3

4.2.3 Cálculo do Número de Espiras do Enrolamento PrimárioCálculo do Número de Espiras do Enrolamento Primário ... 1111 4.2.4

4.2.4 Cálculo do Número de Espiras do Enrolamento SecundárioCálculo do Número de Espiras do Enrolamento Secundário ... 1111 4.2.5

4.2.5 Cálculo do Número de Espiras do Enrolamento Auxiliar (Terciário)Cálculo do Número de Espiras do Enrolamento Auxiliar (Terciário)... 1212 4.2.6

4.2.6 Seção do Condutor do Enrolamento PrimárioSeção do Condutor do Enrolamento Primário... 1212 4.2.7

4.2.7 Seção do Condutor do Enrolamento SecundárioSeção do Condutor do Enrolamento Secundário... 1313 4.2.8

4.2.8 Seção do Condutor do Enrolamento AuxiliarSeção do Condutor do Enrolamento Auxiliar... 1414 4.2.9

4.2.9 Cálculo da Possibilidade de Execução do TransformadorCálculo da Possibilidade de Execução do Transformador... 1414

4.3

4.3 Dimensionamento dos ComponentesDimensionamento dos Componentes ... 1515

4.3.1

4.3.1 Capacitor de EntradaCapacitor de Entrada... 1515 4.3.2

4.3.2 Diodos de Entrada Diodos de Entrada... 1616 4.3.3

4.3.3 Capacitor do Circuito de ControleCapacitor do Circuito de Controle... 1616 4.3.4

4.3.4 Chave Semicondutora - MOSFET Chave Semicondutora - MOSFET ... 1616 4.3.5

4.3.5 Circuito GrampeadorCircuito Grampeador... 1717 4.3.6

4.3.6 Cálculo do Resistor de Cálculo do Resistor de Alimentação Inicial Alimentação Inicial ... 1818 4.3.7

4.3.7 Componentes do PWM ControllerComponentes do PWM Controller... 1919 4.3.8

4.3.8 Proteção de Sobrecorrente Proteção de Sobrecorrente... 2121 4.3.9

4.3.9 Circuito OsciladorCircuito Oscilador... 2121 4.3.10

4.3.10 Estágio de Saída do PWM Estágio de Saída do PWM ... 2121 4.3.11

4.3.11 Circuito de SaídaCircuito de Saída... 2222 4.3.12

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1 INTRODUÇÃO

Nesta fase do curso de engenharia, alguns tipos básicos de conversores cc-cc já foram estudados. Como exemplos, podem ser citados o Buck (step-down ou abaixador), o Boost (step-up ou elevador) e o Buck-Boost. Estas topologias são de fundamental importância na análise de circuitos na área da eletrônica de potência, pois compõem as bases das topologias utilizadas em projetos de fontes chaveadas, reatores eletrônicos e outras aplicações. A característica dessas aplicações é a utilização do modo chaveado para o controle da transferência de potência e a regulação da tensão. O chaveamento em “alta” freqüência resulta em vantagens consideráveis na eficiência, funcionalidade e redução de dimensões se comparada aos circuitos lineares de mesma potência.

Com esta sucinta descrição pretende-se direcionar o foco da análise para um caso particular de conversor CC-CC, tipo Buck-Boost, em que substitui-se o indutor por um transformador. O circuito que apresenta tais características é chamado de conversor Flyback, sendo esta topologia uma espécie de embrião de uma fonte chaveada.

Antes do aprofundamento sobre o conversor Flyback, é importante contextualizar o tema “fonte de alimentação CC”. O tópico a seguir tratará de forma básica sobre o tema.

2 FONTES DE ALIMENTAÇÃO EM CORRENTE CONTÍNUA

Todo equipamento eletrônico é alimentado através de uma fonte de corrente contínua em baixa tensão, embora, na maioria das vezes, a energia primária seja

uma fonte CA em 50 ou 60 Hertz. Equipamentos como televisores e

computadores necessitam internamente de uma fonte de corrente contínua. Além disso, essa fonte de corrente contínua precisa ser controlada. A tensão CC precisa ser regulada e filtrada.

A conversão da tensão da rede CA para tensão CC regulada precisa ser eficiente e de baixo custo. O nível da tensão de saída precisa ser constante independentemente da variação da tensão da rede CA e da variação da carga.

A tecnologia anterior, e ainda usada em alguns casos particulares, usava a fonte de alimentação linear para converter a tensão alternada e adaptá-la ao uso de equipamentos eletrônicos. A tecnologia mais usada atualmente utiliza-se de fontes de alimentação chaveada para adaptar o nível de tensão e controlar o fluxo

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de potência. A seguir, são criados dois subtópicos para abordar essas duas tecnologias.

2.1 FONTES LINEARES

As fontes lineares se comportam como resistências variáveis entre a entrada de energia e a saída para a carga e, dessa forma, entregam uma tensão de saída regulada. A figura a seguir mostra a topologia básica. O bloco chamado “regulador linear” pode ser entendido como um transistor bipolar ou uma resistência limitadora e um diodo zener.

FONTE LINEAR

Um dos problemas dessa fonte é que o componente linear deve promover uma queda de tensão entre a entrada de energia e a saída. Assim, pode-se regular a tensão de saída com o variar da tensão da entrada. No entanto, isso prejudica a eficiência do conversor. Outro problema é o tamanho do transformador de entrada, pois este funciona em baixa freqüência.

As vantagens desse tipo de fonte são a sua simplicidade, rápido tempo de resposta à variações na carga ou na rede, baixa interferência eletromagnética e excelente regulação.

2.2 FONTES CHAVEADAS

As fontes chaveadas são mais utilizadas devido à maior eficiência e à maior densidade de potência (tamanho reduzido). Elas surgiram na década de 1960, restrita a usos militares, pelas vantagens já citadas. Somente a partir da década de 1980 elas se tornaram comercialmente viáveis e, atualmente, dominam essa área de fontes de pequena potência.

Uma maneira de se controlar a potência média entregue à carga é controlar a tensão média entregue à mesma. Isto pode ser feito abrindo e fechando uma chave semicondutora em “alta” freqüência. As fontes chaveadas utilizam esse conceito para regular a tensão de saída. A figura a seguir mostra um esquema

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básico de um circuito utilizando a modulação por largura de pulso para controlar a tensão de saída.

FONTE CHAVEADA UTILIZANDO PWM

Evidentemente, existe a necessidade de se filtrar a tensão retangular de saída para se obter uma tensão constante. A regulação dessa tensão é feita pelo controle da largura dos pulsos. Para se aumentar a tensão de saída, aumenta-se o tempo de condução da chave semicondutora. A freqüência de comutação é mantida constante para um melhor dimensionamento dos componentes. A figura a seguir mostra um conversor Buck com um filtro LC e um diodo de comutação.

CONVERSOR BUCK COM FORMAS DE ONDA

Uma maneira simples de se gerar uma função PWM a ser aplicada ao “gate” de um MOSFET é apresentada na figura a seguir. Trata-se da comparação de uma onda dente de serra com uma tensão de referência controlada através de potenciômetro.

A tensão média aplicada à carga, representada pelo resistor R na figura anterior, é calculada pela seguinte equação:

Vo(avg) = (t(on) / T) x Vi

Pela análise da fórmula, verifica-se que ao se reduzir o tempo de condução

t

on, a tensão média na carga é reduzida. Este método de controle é chamado de

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aquela utilizada em acionamento elétrico. Para acionamento de motores através de conversores de freqüência, utiliza-se a modulação por largura de pulso senoidal (PWM senoidal) ou uma variante desta.

VCC + -Gerador de Rampa _Vc Vg Vr Ton Ts Vc Ton Ts

CONFIGURAÇÃO BÁSICA PARA SE GERAR UM PWM

Nesta figura, pode-se observar que variando o valor de ajuste do

potenciômetro, varia-se o ponto de cruzamento da tensão V_c com a onda dente

de serra. Assim, obtém-se um novo ajuste para o valor da largura de pulso, aumentando-se ou diminuindo-se o tempo de condução.

3 CONVERSOR FLYBACK

Os reguladores Buck, Boost e Buck-Boost são possíveis de serem usados quando nenhuma isolação com a rede é necessária. Essas topologias básicas, normalmente, são usadas em experimentos acadêmicos. Contudo, em fontes de alimentação de equipamentos que operam a partir da rede de alimentação CA, a isolação elétrica é necessária. Assim, oferece-se uma proteção contra a aplicação acidental de tensão da rede nos circuitos eletrônicos. A isolação é feita utilizando-se de um transformador no lugar do indutor usado nas topologias básicas. Alguns autores preferem chamar esse transformador de reator bifilar, devido ao funcionamento particular desse transformador. O conversor Flyback , mostrado na figura a seguir, é comumente usado em fontes de alimentação até

aproximadamente 200 W. Essa potência é suficiente para alimentar os

computadores pessoais, televisores, etc.

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Uma vez que o transformador é operado em alta freqüência, seu tamanho é reduzido quando comparado com os transformadores alimentados em 60 Hz das fontes lineares de alimentação discutidas anteriormente. O transformador do conversor Flyback pode ser analisado como um indutor com dois enrolamentos, um para armazenar energia magnética no núcleo e o outro para transferir essa energia para o lado da carga.

3.1 FUNCIONAMENTO DO CONVERSOR FLYBACK

Como já foi mencionado, o conversor CC-CC, tipo Buck-Boost, com um transformador substituindo o indutor, é chamado de conversor Flyback. A seguir é mostrada uma topologia básica do conversor Flyback na qual será baseada a análise de funcionamento desse circuito.

CONVERSOR FLYBACK - TOPOLOGIA BÁSICA sssss

  

 1ª Etapa (0 ≤ t < DT): Sendo “D” a razão cíclica, “T” o período e “t” o tempo

considerado. Durante o intervalo de tempo em que a chave “S” está fechada, o diodo é polarizado reversamente, ficando bloqueado e, portanto, com corrente

nula. A energia proveniente da fonte de alimentação do circuito “V _I” é acumulada,

na forma de campo magnético, no enrolamento primário do transformador.

  

 2ª Etapa (DT ≤ t < Ta): Sendo “Ta” o intervalo de tempo em que existe fluxo

magnético no transformador. A polaridade do transformador é invertida por imposição do fluxo magnético que deixou de receber energia da fonte, uma vez que chave está aberta. O diodo passa a conduzir e a energia acumulada no

campo magnético é transferida ao capacitor “C0” e à carga “R0 “.

  

 3ª Etapa (Ta ≤ t < T): A chave “S” permanece aberta e não há mais energia

armazenada a ser conduzida pelo diodo. O capacitor “C0” continua fornecendo

energia para a carga “ R₀“. O transformador não possui energia magnética

armazenada pois não há mais corrente fluindo pelos enrolamentos.

A seguir são apresentadas as formas de onda relativas às etapas de funcionamento do conversor Flyback:

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O Conversor Flyback apresenta algumas vantagens em relação a outros conversores. Dentre elas pode-se citar:

• Pode ser elevador ou abaixador de tensão;

• Baixo custo;

• Várias saídas;

• Viabilidade no ajuste da razão cíclica através da relação de

transformação;

• Isolamento entre a entrada e a saída;

4 DIMENSIONAMENTO DE UM CONVERSOR FLYBACK 4.1 Especificação do Projeto

Nesta etapa, será feito o dimensionamento dos componentes de um conversor Flyback cuja placa de circuito impresso já foi desenvolvida e disponibilizada pelo professor Romaneli da UTFPR.

Os dados de especificação para a o projeto estão apresentados a seguir:

• Tensão de entrada  V _S =127V _EF±10%

• Tensão de saída  V ₀ =15V

• Potência de saída  P₀ =15W

• Freqüência de chaveamento  f = 40kHz

• Ondulação máxima da tensão de saída  ∆V =100mV

• Razão cíclica (Duty cycle)  K _MÀX =0,45

• Circuito Integrado (controlador PWM)  UC 3845

• Densidade de corrente no enrolamento J = 300A/cm2

• Densidade de fluxo magnético  B = 0,25T

• Rendimento do transformador  η = 0,7

4.2 Dimensionamento do Transformador 4.2.1 Núcleo de Ferrite

Para o cálculo do transformador, utilizam-se constantes geométricas do circuito magnético e constantes construtivas que levam em consideração as bobinas.

A fórmula empregada é a seguinte:

4 3 4 4 0 ₀_,₂₆₁₉ 25 , 0 . 10 . 40 . 300 . 45 , 0 . 5 , 0 10 . 15 . 1 , 1 . . . . 10 . . 1 , 1 . cm B f J K K P A A W P w e = = =

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e

A  Área da perna central [cm²];

w

A Área da janela do núcleo [cm²];

P

K  Fator de utilização do primário;

W

K  Fator de utilização da área do enrolamento. Fator de ocupação do

cobre dentro do carretel.

Os valores de K _P =0,5 e K _W = 0,45 são típicos para montagem de protótipos.

O valor obtido pela fórmula do A_e.A_w permite o uso de uma tabela que define

as características do ferrite a ser utilizado.

Consultando a tabela de Núcleos de Ferrite tipo “EE”, pode-se escolher um

núcleo de ferrite com valor de A_e.A_w imediatamente acima do valor encontrado na

equação.

Será utilizado o núcleo E-30/15/7 da THORNTON cujos valores para A_e e

w A são: 2 2 4_, ₀_,₆ _, ₀_,₈ 48 , 0

. A cm A cm A cm A_e _w = _e = _w = .

Com o objetivo de evitar a saturação do transformador e, portanto, evitando que este trabalhe fora da região linear, será introduzido um entreferro no núcleo do transformador.

A fórmula para o dimensionamento do entreferro é a seguinte:

m f A B P e µ π η µ ρ 359 10 . 40 . 7 , 0 . 10 . 6 , 0 . 25 , 0 10 . 15 . 10 . 4 . 2 . . . 10 . . . 2 3 2 2 8 7 2 8 0 0 ₌ ₌ = ₋ −

ρ  Distância do entreferro no caminho magnético [µm];

0

µ  Permeabilidade magnética do ar [H/m].

Um rendimento de 70% para um transformador de pequena potência é um valor adequado.

Como serão utilizados 2 entreferros, um para cada uma das 2 pernas externas do núcleo em forma de “E”, o valor do entreferro total obtido poderá ser

dividido por 2, ficando o núcleo com 2 entreferros de 179 µ m. Deve ser lembrado

que na perna central circula todo o fluxo magnético enquanto que nas externas apenas metade. Então, para cada caminho magnético existem dois entreferros. 4.2.2 Indutância Magnetizante

Para a determinação da indutância magnetizante, faz-se necessário a

determinação da corrente máxima no primário para a razão cíclica KMÁX =0,45.

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V V _P =127. 2 =179,6 V V V V _PMÀX = _P +10%. _P =1,1.127. 2 =197,6 V V V V _PMIN = _P −10%. _P = 0,9.127. 2 =161,6 A K V P I MÀX PMIN PMÀX ₀_,₇_.₁₆₁_,₆_.₀_,₄₅ 0,59 15 . 2 . . . 2 ₀ = = = η

A indutância magnetizante do primário será:

mH f I K V L PMÀX MÀX PMIN P ₀_,₅₉_.₄₀_.₁₀ 3,1 45 , 0 . 6 , 161 . . 3 = = =

4.2.3 Cálculo do Número de Espiras do Enrolamento Primário

O número de espiras do enrolamento primário é definido a seguir:

espiras I B N PMÀX P 121,1 10 . 4 . 59 , 0 10 . 359 . 25 , 0 . . 7 6 0 = = = ₋ − π µ ρ

Como o número de espiras deve, necessariamente, ser um número inteiro, adota-se como o número de espiras no primário o total de 122 espiras. O mesmo critério será aplicado ao número de espiras dos demais enrolamentos, quando for preciso.

4.2.4 Cálculo do Número de Espiras do Enrolamento Secundário

A tensão no secundário do transformador é dada pela soma da tensão desejada na carga mais a queda de tensão no diodo.

D V V V ₂ = ₀ + 7 , 0 = D

V  Queda de tensão no diodo

A tensão de trabalho no secundário principal do flyback é V ₀ =15V ,

portanto: espiras K K V V V N N MAX MAX PMIN D P S ₀_,₄₅ 15 ) 45 , 0 1 ( . 6 , 161 ) 7 , 0 15 .( 122 ) 1 ( . ) .( ₀ = − + = − + =

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4.2.5 Cálculo do Número de Espiras do Enrolamento Auxiliar (Terciário)

A tensão de comando no enrolamento auxiliar é V _T =18V , portanto:

espiras K K V V V N N MAX MAX PMIN D T P T ₀_,₄₅ 18 ) 45 , 0 1 ( . 6 , 161 ) 7 , 0 18 .( 122 ) 1 ( . ) .( = − + = − + =

4.2.6 Seção do Condutor do Enrolamento Primário

Para o cálculo da seção do condutor do enrolamento primário é necessário conhecer a corrente eficaz no primário:

A K I I MÀX PMÀX PEF ₃ 0,23 45 , 0 . 59 , 0 3 . = = =

A área mínima da seção transversal do condutor de cobre do primário, de acordo com a capacidade de corrente (densidade de corrente), será:

2 3 10 . 77 , 0 300 23 , 0 cm J I S PEF P − = = =

Fio 28 AWG = 0,81 x 10-3 cm2 [diâmetro de 0,032 cm].

Antes de definir qual condutor será utilizado, deve ser observado ainda o critério da profundidade de penetração, devido ao efeito pelicular (skin). O efeito pelicular está relacionado com a freqüência de oscilação da corrente que circula pelo condutor. O projeto do conversor Flyback especifica uma freqüência de comutação de 40 kHz e, essa freqüência, exige o uso de condutores de pequeno diâmetro.

Quando a corrente oscila em freqüências elevadas, os elétrons livres mais próximos ao centro do condutor têm maior dificuldade em oscilar devido à maior reatância nessa região. Portanto, a corrente que circula pelo condutor se concentra mais próxima à superfície do mesmo. Isso provoca uma concentração de corrente em uma área menor da seção transversal do condutor. Então a seção transversal do condutor não é totalmente aproveitada, apenas próximo da periferia do condutor existe área efetivamente aproveitada para conduzir a corrente.

A solução para superar as limitações impostas por esse fenômeno físico é utilizar condutores de pequeno diâmetro.

A profundidade de penetração, devido ao efeito pelicular, é determinada por uma fórmula simplificada que é apresentada a seguir:

f d = 15

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Sendo:

d  profundidade de penetração, ou seja, o diâmetro máximo do condutor

em que se considera que há circulação adequada de corrente.

Foi determinada a profundidade de penetração (d ), devido ao efeito pelicular,

para a freqüência de 40kHz: cm f d 0,075 10 . 40 15 15 3 = = =

Portanto, o condutor máximo recomendável que deve ser utilizado é de

21AWG que possui um diâmetro de 0,072 cm e área de 0,0041 cm2.

Então, o critério da profundidade de penetração não impede o uso do fio de 28AWG encontrado pelo critério da capacidade de corrente. Portanto, será utilizado um fio de bitola 28AWG, caso exista esse valor disponível no laboratório. 4.2.7 Seção do Condutor do Enrolamento Secundário

Para o cálculo da seção do condutor do enrolamento secundário é necessário conhecer a corrente eficaz nesse enrolamento. No entanto, é necessário, primeiramente, calcular a corrente média e a corrente de pico.

A V P I 1 15 15 0 0 0 = = = A K I I MAX SMÀX ₍₁ ₀_,₄₅₎ 3,64 1 . 2 ) 1 ( . 2 ₀ = − = − = A K I I MAX SMÀX SEF 1,56 3 45 , 0 1 64 , 3 3 1 = − = − =

A área da seção transversal mínima do condutor de cobre do secundário, de acordo com a densidade de corrente, será:

2 3 0 5,2.10 300 56 , 1 cm J I S SEF − = = =

Fio 19 AWG = 6,5 x 10-3 cm2 [diâmetro de 0,091 cm].

A análise da bitola do enrolamento secundário pelo critério da profundidade de penetração é a mesma do enrolamento primário, pois a freqüência é a mesma. Portanto, o condutor máximo recomendável que deve ser utilizado é de 21AWG que possui um diâmetro de 0,072 cm. Assim, devido ao efeito pelicular, serão

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utilizados dois fios trançados de 21 AWG. Esses dois fios, nessa bitola, contemplam as exigências dos dois critérios utilizados para definir o enrolamento secundário.

4.2.8 Seção do Condutor do Enrolamento Auxiliar

Estima-se a potência de 1 W para a alimentação do circuito de controle. O consumo do circuito de controle é muito pequeno, certamente inferior a potência prevista de 1 W. Assim, a corrente eficaz no enrolamento auxiliar será:

A V P I T T T 0,056 18 1 = = = A K I I MAX T TMÀX ₍₁ ₀_,₄₅₎ 0,20 056 , 0 . 2 ) 1 ( . 2 = − = − = A K I I MAX TMÀX TEF 0,086 3 45 , 0 1 20 , 0 3 1 = − = − =

A área da secção transversal mínima do condutor de cobre do terciário, de acordo com a densidade de corrente será:

2 3 10 . 29 , 0 300 086 , 0 cm J I S TEF T − = = =

Nota-se que a área S _T calculada é a menor dos três enrolamentos. Assim,

pode-se utilizar um fio de bitola 28 AWG para o enrolamento auxiliar. 4.2.9 Cálculo da Possibilidade de Execução do Transformador

A inequação que representa a viabilidade de montagem do transformador é a indicada a seguir: 35 , 0 ≤

∑

Aw S _CABOS

Essa inequação leva em consideração a soma de todas as seções transversais das espiras que preenchem a área de janela do ferrite. Observa-se a necessidade de uma grande folga entre as áreas de cobre e a área de janela. Isso se deve aos espaços vazios existentes entre espiras e ao acavalamento entre espiras durante o processo de confecção dos enrolamentos.

O ferrite dimensionado tem AW igual a 0,8 cm2.

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35 , 0 8 , 0 ≤ + + ×

× AREAFIO NUMERO FIOS IDEM IDEM

ESPIRAS NUMERO 35 , 0 8 , 0 10 . 81 , 0 . 18 10 . 1 , 4 . 2 . 15 10 . 81 , 0 . 122 3 3 3 ≤ + + − − − 35 , 0 30 ,

0 ≤ , então a condição para montagem do transformador foi satisfeita.

Se a inequação não fosse satisfeita, o transformador teria de ser reprojetado. 4.3 Dimensionamento dos Componentes

4.3.1 Capacitor de Entrada

Para o cálculo do capacitor do retificador de entrada (C11), deve-se conhecer a

potência de entrada. A potência de entrada é calculada conhecendo-se a potência de saída e o rendimento do transformador.

W P P_e 21,43 8 , 0 . 7 , 0 15 0 ₌ ₌ = η 7 , 0 = η  Rendimento do transformador

Para o cálculo da capacitância, é necessário definir o valor admitido da

ondulação (ripple ) na tensão retificada. Será adotado o valor de ondulação de 5%

na condição de tensão mínima. A tensão mínima, já definida na especificação do projeto, é de 90% da tensão nominal. Logo, a tensão mínima admitida, sobre o capacitor, para essa condição, é de sobre 85% do valor de pico nominal.

Então o capacitor será:

(

V V

)

₍

₎

₍

₎

F f P C e µ 126 2 127 85 , 0 2 127 9 , 0 60 43 , 21 2 2 2 2 2 1 11 =     _× ₋ _× = − =

V1  Tensão mínima de pico da rede.

V2  Tensão mínima no capacitor.

O valor comercial adotado será de 220µF.

A tensão máxima esperada sobre o capacitor será 10% superior a tensão de pico da rede, ou seja, 198 V. Então, adota-se um capacitor de 250 V.

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4.3.2 Diodos de Entrada

A freqüência de operação da retificação de entrada é definida pela rede, ou seja, 60 Hz. Nessa freqüência são utilizados diodos normais e não diodos rápidos.

A corrente desses diodos é definida pela potência transferida, em torno de

30W, e pela tensão retificada, em torno de 180 VCC. Portanto, o valor de corrente

de 1 A é mais do que suficiente.

Serão utilizados 4 diodos 1N 4007. 4.3.3 Capacitor do Circuito de Controle

Como calculado anteriormente, a corrente no circuito de controle não deve ultrapassar 56 mA.

O circuito de controle é constituído de um circuito integrado e este exige uma tensão estável. Então, defini-se uma ondulação máxima de 100 mV sobre a

tensão no capacitor C10.

A tensão de alimentação do controle é 18 V, pois este valor é adequado para

ser aplicado ao gate do MOSFET.

O cálculo da capacitância necessária é mostrado a seguir:

F V f K I C CONTROLE MAX µ 3 , 6 1 , 0 40000 45 , 0 056 , 0 = × × = ∆ ⋅ ⋅ =

O valor comercial adotado será de 10µF e 25 V.

O diodo D8 que alimenta esse capacitor é comutado em 40 kHz e, portanto,

deve ser especificado como diodo rápido. 4.3.4 Chave Semicondutora - MOSFET

Para o dimensionamento do Mosfet é necessário conhecer a corrente e a tensão aplicada sobre o mesmo.

A corrente de pico no Mosfet é igual a corrente de pico no enrolamento primário que já foi calculado. Essa corrente é de 0,59 A.

Para a determinação da tensão aplicada sobre o Mosfet é necessário que se leve em consideração a mudança de polaridade do transformador quando da

abertura da chave. Além da tensão do capacitor C11, tem-se que somar a tensão

refletida do enrolamento secundário para o enrolamento primário.

A equação que define a tensão máxima aplicada sobre a chave é mostrada a seguir: V N N V V V S P O PMÀX MAXCHAVE ₁₅ 319,6 122 . 15 2 127 . 1 , 1 . = + = + =

Poderá então ser utilizado um MOSFET igual ou superior a 400V e cuja corrente seja superior a 1A. Um possível modelo é o IRF 830 (500 V, 5 A) que atende aos requisitos. Ou ainda o IRF 740 (400 V, 10 A).

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4.3.5 Circuito Grampeador

Os circuitos de auxílio à comutação são circuitos de proteção que têm a finalidade de evitar que taxas de variação de tensão (dv/dt) e de corrente (di/dt), no pequeno intervalo de tempo envolvido no chaveamento de dispositivos semicondutores, possam afetar severamente o funcionamento destes mesmos dispositivos; ou seja, são circuitos de amortecimento que reduzem os efeitos nocivos de altas taxas di/dt e dv/dt. Os altos valores de corrente ocorrem no instante em que o dispositivo semicondutor passa a conduzir, enquanto os altos valores de tensão surgem quando o dispositivo é bloqueado. Os circuitos de proteção de dispositivos semicondutores são também chamados circuitos “snubber”. Alguns autores costumam chamar os circuitos que limitam as altas taxas de variação de tensão (dv/dt) de grampeadores. O circuito que será adotado no projeto do conversor Flyback tem o objetivo de limitar picos de tensão no Mosfet durante o bloqueio do mesmo.

Podemos limitar a taxa de variação de tensão no dispositivo semicondutor colocando um circuito RC-série em paralelo com o dispositivo, conforme mostra a figura a seguir:

Circuito de Amortecimento de dv/dt

Importante frisar que este circuito também afeta a taxa di/dt. Quando o dispositivo semicondutor estiver bloqueado, haverá a tensão V sobre ele, que será a mesma tensão sobre o capacitor Cs (que não estará conduzindo). Portanto, após a condução da chave, o capacitor descarregará pelo dispositivo (que, no caso ideal, será considerado um curto). A figura a seguir ilustra o circuito RC de descarregamento.

Pode-se observar que no circuito mostrado não é apresentado o diodo que é utilizado no projeto do conversor Flyback a ser implementado. O diodo utilizado em paralelo com a resistência do grampeador serve para curto-circuitar a resistência durante a carga do capacitor, melhorando o seu desempenho. Isso ocorre no momento em que o Mosfet bloqueia. Nesse instante, a energia magnética armazenada na indutância de dispersão do enrolamento primário do transformador é transferida para o campo elétrico do capacitor. Em outras palavras, no momento em que o Mosfet abre, a corrente tem um caminho através do diodo para o capacitor.

Cs Rs ○ ○ L Mosfet + _ V

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Descarregamento do capacitor Cs

Para o cálculo da resistência do circuito grampeador é necessário saber qual a tensão que será aplicada sobre ela durante a descarga do capacitor. O capacitor deverá estar sujeito a uma tensão próxima do valor calculado para a tensão na chave semicondutora. Esse valor é de 319,6 V. Também, é necessário que se defina qual a potência esperada a ser dissipada na resistência. Essa potência depende da energia que é armazenada no capacitor em cada comutação da chave. Esse dado é empírico e para um conversor de 15 W pode-se arbitrar uma potência dissipada no grampeador de 0,5 W.

A resistência do grampeador do MOSFET (R7, R8 e R9) pode ser determinada pela equação a seguir:

Ω = = = k P V R DISSIPADA MÀXCHAVE ₂₀₄ 5 , 0 3192 2 9 , 8 , 7

Utiliza-se um resistor comercial de 220 kΩ /1W.

Para o dimensionamento do capacitor do grampeador de fontes chaveadas,

costuma-se utilizar uma capacitância de 100 ηF. A tensão desse capacitor vai

depender da tensão do circuito. Para o conversor Flyback implementado, será de 400 V. Esse capacitor deverá ser de polipropileno pois esse dielétrico possui alta resistência de isolação, baixas perdas e estabilidade no valor da capacitância.

No circuito de grampeamento deverá ser utilizado um diodo rápido devido à freqüência de comutação a que será submetido esse diodo. Adota-se o diodo comercial UF4007 cuja corrente nominal é de 1 A e cuja tensão nominal é de 1000 V.

4.3.6 Cálculo do Resistor de Alimentação Inicial

A alimentação do circuito de controle será feita pelo enrolamento auxiliar. No entanto, esse enrolamento passará a transferir potência para o controle somente após iniciar o chaveamento do Mosfet. Por sua vez, esse chaveamento somente

iniciará após o “gate ” do Mosfet receber nível alto vindo do controle. Ou seja, deve

haver uma alimentação inicial para o controle para a partida do sistema.

Cs Rs is

(19)

Utilizam-se como dados a tensão de alimentação do circuito de controle que é 18 V e a corrente necessária para a partida do circuito integrado que é em torno de 10 mA.

A tensão que ficará aplicada sobre o resistor de alimentação inicial será a

diferença da tensão no capacitor C11 e a tensão de controle. Esse resistor é

representado, no esquemático e na placa de circuito impresso, pelas resistências

R1, R2 e R3. O cálculo é apresentado a seguir:

( ) Ω = − = 16200 01 , 0 18 180 R

Serão utilizadas três resistências em paralelo de 47 kΩ.

Para o cálculo da potência dessas resistências, tem-se:

( ) _W P 0,56 47000 18 180 2 = − =

Serão utilizadas três resistências de 2 W para que estas não esquentem muito. 4.3.7 Componentes do PWM Controller

Para o correto funcionamento do controlador PWM (UC 3845) é necessário especificar os componentes que serão conectados aos seus pinos. O UC 3845 realiza diversas funções para o adequado controle do conversor Flyback. Essas funções podem ser verificadas na figura apresentada mais adiante.

A primeira função do controlador que será analisada é o seu comparador interno. Trata-se de um amplificador operacional interno em que o pino 1 do UC3845 é a saída desse comparador. O pino 2 é a entrada inversora desse operacional enquanto na entrada não inversora é aplicada uma tensão constante e

interna de 2,5 V. A resistência R10 e a capacitância C5 fazem a compensação

proporcional integral desse comparador, assim atenuando as respostas a possíveis variações de entrada muito rápidas. Esse comparador altera a razão cíclica em função de variações na tensão de entrada.

O circuito de ajuste de tensão aplicada ao pino 2 é feito através de um divisor de potencial proporcionado por um potenciômetro em série com resistências.

Para o cálculo de R11, arbitram-se os valores de R12 e R17 e, em seguida,

calcula-se a corrente necessária para que calcula-se possa ajustar valores de tensão inferiores a 2,5 V aplicados ao pino 2. Há várias combinações possíveis, mas será

considerado uma queda de tensão em torno de dois volts na resistência R17 de

3,3 kΩ. Assim, chega-se a uma corrente de:

mA I 0,6 3300 2 = =

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Ω = × = ₋ k R_TOTAL 30 10 6 , 0 18 3 17 11 12 R R R R_TOTAL = + + Ω = − − = k k k k R₁₁ 30 3,3 3,3 23,4

Será utilizado um potenciômetro de 22 kΩ para R11, proporcionando assim

um ajuste possível entre dois volts e valores superiores no pino 2. Tensões superiores a dois e meio volts desabilitam o PWM.

O interessante é que o enrolamento auxiliar é usado como um “sensor” para a tensão no secundário do transformador. Assim, ao haver variação de tensão, o enrolamento auxiliar tende a alterar a tensão no pino 2 e isso altera a razão cíclica que mantém a tensão na carga constante.

Funções Realizadas pelo UC 3845 Proteção de

(21)

4.3.8 Proteção de Sobrecorrente

Será usado como “shunt” uma resistência de 1 Ω e 1 W. Esse valor é adotado

porque a corrente que circulará pelo “shunt” é a mesma que circula pelo enrolamento primário que é de 0,59 A. Assim, a queda de tensão nessa resistência será menor do que 1V e não provocará a desabilitação do controlador através da proteção dada pelo pino 3 do CI.

No diagrama esquemático do conversor Flyback, o “shunt” é representado

pelas resistências R4, R5 e R6. A tensão gerada no “shunt”, pela passagem da

corrente, será enviada para o pino 3 através de um filtro supressor de “spikes”.

Esse filtro será constituído de uma resistência de 1 kΩ e uma capacitância de

2,2ηF. Esse filtro passa-baixa é usado devido ao aparecimento de “spikes” na

forma de onda de corrente que está sendo monitorada. Isso deve ser verificado durante a fase de registro das formas de onda encontradas no conversor Flyback. 4.3.9 Circuito Oscilador

A parte do circuito oscilador que é externo ao circuito integrado é constituído

das resistências R14 e R16 e das capacitâncias C7 e C8. Na verdade, o capacitor C8

tem a finalidade de filtro de freqüências espúrias e não faz parte da sintonia de

freqüência ajustada. A capacitância C8 será de 100 ηF.

Para se definir a freqüência do oscilador, utiliza-se um circuito RC externo ao controlador. Esse circuito é alimentado através de uma fonte interna ao circuito integrado que está disponível no pino 8.

A freqüência de trabalho do PWM especificada no projeto do conversor é de 40kHz. A freqüência na saída do pino 6 do CI é a metade da freqüência de

oscilação do pino 4, logo, C7 e (R14 + R16) deverão ser dimensionados para a

freqüência de 80kHz para que a freqüência no pino 6 seja de 40 kHz.

Será adotada uma capacitância de 2,2ηF (C7) e um resistência equivalente de

10kΩ para um cálculo preliminar. A equação seguinte permite o cálculo

aproximado da freqüência em função do capacitor e resistor escolhidos:

kHz f f C R f e equivalent 78 10 . 2 , 2 . 10 . 10 72 , 1 . 72 , 1 9 3 7 ≈ → ≈ → ≈ ₋

Para se poder fazer ajustes nessa freqüência é associado um potenciômetro em série com uma resistência fixa. Assim, coloca-se em série com uma

resistência de 4,7 kΩ (R14), um trimpot de 22 kΩ (R16) para ajuste da freqüência

desejada.

4.3.10 Estágio de Saída do PWM

O pino 6 do controlador entrega a tensão que aciona o “gate” do Mosfet. É nesse pino que aparece o PWM que controla o tempo de condução e bloqueio da chave semicondutora.

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Para aumentar o tempo de comutação do Mosfet e, assim, reduzir o dv/dt gerado por essa chave semicondutora, é introduzida uma resistência de baixo valor entre o pino 6 e o “gate” do Mosfet. Essa resistência, bem como, o circuito “snubber”, reduzem a interferência eletromagnética gerada. No entanto, o aumento do tempo de comutação aumenta as perdas na chave.

Será adotada uma resistência de 22 Ω para o valor de R15.

Para a proteção de tensão do “gate” do Mosfet, utiliza-se um diodo zener de 20V e 1/4 de Watt. Isso porque o “gate” do Mosfet é sensível a valores um pouco superiores a 20V, o que pode causar a sua queima.

Uma resistência de polarização de 22 kΩ (R18) também é colocada entre o

“gate” e a referência. 4.3.11 Circuito de Saída

O circuito de saída é constituído pelo enrolamento secundário, pelo diodo

rápido (D5, D9 e D10), pela capacitância de armazenamento de energia (C1 e C2),

pela capacitância de filtro de alta freqüência (C3 e C12) e pela resistência de carga.

Serão utilizados pelo menos dois diodos rápidos em paralelo para permitir uma folga de corrente em cada diodo. A corrente de projeto é de 1 A pois a tensão de saída é de 15 V e a potência de saída é de 15 W. Os diodos comutarão na freqüência de 40 kHz e, por isso, devem ser do tipo rápido.

O modelo do diodo será UF 4007 de 1A e 1000V.

Para o cálculo da capacitância de saída utiliza-se a equação a seguir, lembrando que a especificação para a oscilação da tensão de saída é 100 mV.

F V f K I C MÁX µ 5 , 112 10 . 100 . 10 . 40 45 , 0 . 1 . . 3 3 0 2 , 1 = = ∆ = ₋

Com a finalidade de reduzir a resistência série equivalente, foram utilizados

dois capacitores C1 e C2 em paralelo de 100µF e 40V cada um.

Os capacitores usados para filtro de altas freqüências (C3 e C12) são

especificados no valor de 100ηF.

Para o cálculo da carga a ser alimentada, utiliza-se a tensão de saída (15 V) e a potência de saída (15 W) na equação a seguir:

Ω = = = 15 15 152 2 P V R

A resistência de carga será formada por 4 resistores de 22Ω - 5W associados

de acordo com a representação a seguir, cuja finalidade é diminuir a potência unitária.

(23)

4.3.12 Circuito de Sinalização

Com a finalidade de sinalizar a energização da placa, existe um circuito que

acende um LED quando a placa é ligada a fonte de tensão alternada. Esse circuito

é constituído de uma resistência de 100 kΩ e de ½ W em série com um LED.

5 REFERÊNCIAS

BARBI, Ivo. Projetos de Fontes Chaveadas. 1ª Edição. UFSC, 2001.

SEDRA, Adel S.; Smith, Kenneth, C. Microeletrônica. 6aed. São Paulo: Pearson

Education do Brasil, 2000.

POMILIO, J.A. Componentes passivos utilizados em fontes chaveadas. Capítulo 7.

Apostila de Eletrônica de Potência

http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor/pfp.html

Datasheet do CI UC3845 – CURRENT MODE PWM CONTROLLER

http://www.alldatasheet.co.kr/datasheet-df/pdf_kor/STMICROELECTRONICS/UC3845.html Datasheet do Transistor

http://www.datasheetcatalog.com/datasheets_pdf/I/R/F/8/IRF830A.shtml 6 RELAÇÃO DE MATERIAIS

A relação de materiais está na tabela a seguir: Relação de Material Flyback

Ítem Descrição Quantidade Valor Potência Tensão

1 Resistores (R1, R2, R3) 3 47 k 2 W -2 Resistores (R4, R5, R6) 1 1Ω 1 W -3 Resistores (R7, R8, R9) 1 220 k 1 W -4 Resistor R10 1 150 k 1/8 W -5 Potenciômetro R11 1 22 k 1/8 W -6 Resistor R12 1 3,3 k 1/8 W -7 Resistor R13 1 1 k 1/8 W -8 Resistor R14 1 4,7 k 1/8 W -9 Resistor R15 1 22 ohms 1/8 W -10 Potenciômetro R16 1 22 k 1/8 W

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-11 Resistor R17 1 3,3 k 1/8 W -12 Resistor R18 1 22 k 1/8 W -13 Resistor R19 1 100 k 1/2 W -14 Resistor R20 1 1Ω 1/2 W

15 Resistor R carga 4 22 ohms 5 W -16 Capacitor Eletrolítico C1 1 100 µF - 40 V 17 Capacitor Eletrolítico C2 1 100 µF - 40 V 18 Capacitor Cerâmico C3 1 100ηF - 50 V 19 Capacitor Polipropileno C4 1 100ηF - 400 V 20 Capacitor Cerâmico C5 1 100 pF - 50 V 21 Capacitor Cerâmico C6 1 2,2 ηF - 50 V 22 Capacitor Cerâmico C7 1 2,2 ηF - 50 V 23 Capacitor Cerâmico C8 1 100ηF - 50 V 24 Capacitor Cerâmico C9 1 100ηF - 50 V 25 Capacitor Eletrolítico C10 1 10 µF - 25 V 26 Capacitor Eletrolítico C11 1 220 µF - 250 V 27 Capacitor Cerâmico C12 1 100ηF - 50 V 28 Fixadores de fios com 2

bornes 2 - - -29 Mosfet IRF 740 ou 830 1 - - -30 Núcleo de Ferrite E30/15/7 1 - -

-31 Carretel para o Núcleo de Ferrite 1 - - -32 Fusível de 2 A 5 - - -33 Porta Fusível 1 - - -34 CI UC3845 1 - - -35 Soquete para o CI 1 - - -36 Diodo 1N4007 4 - - -37 Diodo UF4007 5 - - -38 Diodo Zener 1 - 1/4 W 20 V 39 Led Vermelho 1 - - -40 Pente de Pinos 1 - -