CONCEPÇÃO DE CONVERSORES CC-CC NÃO ISOLADOS INTEGRADOS COM AMPLA TAXA DE CONVERSÃO

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UNIVERSIDADE FEDERAL DE SÃO JOÃO DEL-REI PRÓ-REITORIA DE PESQUISA

CENTRO FEDERAL DE EDUCAÇÃO TECNOLÓGICA DE MINAS GERAIS

DIRETORIA DE PESQUISA E PÓS-GRADUAÇÃO

PROGRAMA DE PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA

CONCEPÇÃO DE CONVERSORES CC-CC NÃO ISOLADOS

INTEGRADOS COM AMPLA TAXA DE CONVERSÃO

São João del-Rei, março de 2019

Aluno: Douglas de Andrade Tavares

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UNIVERSIDADE FEDERAL DE SÃO JOÃO DEL-REI PRÓ-REITORIA DE PESQUISA

CENTRO FEDERAL DE EDUCAÇÃO TECNOLÓGICA DE MINAS GERAIS

DIRETORIA DE PESQUISA E PÓS-GRADUAÇÃO

por

Douglas de Andrade Tavares

Texto da Dissertação de Mestrado submetido à Banca Examinadora designada pelo Colegiado do Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica – Associação Ampla entre a Universidade Federal de São João del-Rei e o Centro Federal de Educação Tecnológica de Minas Gerais, como requisito parcial para a obtenção de título de Mestre em Engenharia Elétrica. Área de Concentração: Modelagem e Controle de Sistemas Linha de pesquisa: Análise e Modelagem de Sistemas

Orientador: Prof. Dr. Fernando Lessa Tofoli

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AGRADECIMENTOS

Agradeço primeiramente a Deus, por estar realizando meu sonho de defender minha dissertação de mestrado, um desejo imaginado desde que me dei conta de que seria engenheiro.

A minha mãe Maria Nilda (meu pequeno gigante) e a meu pai Duglesquim Tavares (in

memorian), por me ensinarem valores elevados e moldar meu caráter.

A meu filho Drean Mendes Tavares, prova viva de que Deus existe e me ensina todos os dias o significado da palavra amor.

A minha esposa Rosimar Tavares, que tem sido uma amiga atenciosa e dedicada, bem como meu lado sábio quando a loucura quer aparecer.

Aos meus irmãos Denísia e Duglesquim, por me proporcionarem uma experiência maravilhosa de tê-los como meu porto seguro, assim como meus sobrinhos e cunhados.

Ao professor Fernando Lessa Tofoli, orientador e amigo, incansável na busca de novos conhecimentos e sua transmissão para o melhor aprendizado. Jamais esquecerei a oportunidade dada, a ajuda e a paciência comigo. Um muito obrigado ainda é muito pouco para descrever minha gratidão.

Ao professor Eduardo Moreira Vicente, pela oportunidade de adquirir conhecimentos inestimáveis e seu profissionalismo ímpar.

Um agradecimento especial a Mauricéia Mara de Andrade Yagi, secretária do PPGEL, sempre prestativa e atenciosa.

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D. A. Tavares, “Concepção de Conversores CC-CC Não Isolados Integrados com Ampla Taxa de Conversão”, São João del-Rei, UFSJ, 80p., 2019.

Conversores CC-CC não isolados com ampla taxa de conversão consistem em escolhas adequadas para diversas aplicações nas quais não é necessária a presença de um transformador isolador. Diversas topologias têm sido propostas na literatura técnica, sendo este um tópico de pesquisa atual e relevante no âmbito da eletrônica de potência. Assim, a busca por novas estruturas tem sido motivada pela redução do número de componentes empregados no estágio de potência, extensão da taxa de conversão envolvendo as tensões de entrada e de saída, redução dos esforços nos semicondutores e aumento do rendimento. Nesse contexto, este trabalho propõe duas novas topologias de conversores CC-CC não isolados integrados obtidas a partir da utilização da “técnica de enxerto” (graft technique), as quais são detalhadamente estudadas em termos de suas respectivas análises qualitativa e quantitativa considerando a operação em modo de condução contínua. A primeira estrutura consiste em um conversor Ćuk-buck com único interruptor, o qual agrega vantagens interessantes, como o fato de a corrente de entrada e a corrente entregue ao estágio de saída serem contínuas e com baixa ondulação, tornando o circuito adequado para aplicações abaixadoras. A segunda topologia é um conversor boost quadrático baseado na célula de comutação de três estados, que é adequado para altas correntes e altas potências em aplicações elevadoras. Por fim, são apresentados e discutidos resultados de simulação obtidos com o software PSIM® no intuito de validar as considerações teóricas e analisar a operação corretas dos conversores em questão.

Palavras-chave: ampla taxa de conversão, célula de comutação de três estados, conversores CC-CC, conversores integrados, técnica de enxerto.

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D. A. Tavares, “Conception of Nonisolated Integrated DC-DC Converters with Wide Conversion Range”, São João del-Rei, UFSJ, 80p., 2019.

Noninsolated dc-dc converters with wide conversion range are adequate choices for several applications where the presence of an isolation transformer is not required. Several topologies have been proposed in technical literature, being this a modern and relevant research topic in the field of power electronics. Thus, the search for novel structures has been motivated by the reduction of the number of components used in the power stage, wider conversion rate involving the input and output voltages, reduction of stresses on the semiconductors, and increase of efficiency. Within this context, this work proposes two novel topologies of nonisolated integrated dc-dc converters obtained with the graft technique, which are studied in detail in terms of their respective qualitative and quantitative analysis considering the operation in continuous conduction mode. The first structure consists of a single-switch Ćuk-buck converter, which aggregates interesting advantages e.g. both the input current and the current through the output stage are continuous with low ripple, making the circuit suitable for high-voltage step-down applications. The second topology is a quadratic boost converter based on the three-state switching cell, which is suitable for high-power, high-current levels in high-voltage step-up applications. Finally, simulation results obtained with PSIM® software are presented and discussed in order to validate the theoretical assumptions and analyze the accurate operation of the proposed converters.

Keywords: wide conversion range, three-state switching cell, dc-dc converters, integrated converters, graft technique.

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SUMÁRIO

Lista de Figuras ... VIII Lista de Tabelas ... X Lista de Abreviaturas e Símbolos ... XI

Capítulo 1 Introdução Geral ... 1

1.1 - Justificativas do Trabalho ... 1

1.2 - Objetivos do Trabalho ... 3

1.3 - Estrutura do Trabalho ... 3

1.4 - Publicações Resultantes ... 4

Capítulo 2 Revisão Bibliográfica ... 5

2.1 - Considerações Iniciais ... 5

2.2 - Conversores Abaixadores para Aplicações com Ampla Taxa de Conversão ... 5

2.3 - Conversores Elevadores para Aplicações com Ampla Taxa de Conversão ... 13

2.4 - Integração de Conversores em Cascata ... 21

2.5 - Conversores Propostos Neste Trabalho ... 24

2.6 - Considerações Finais ... 26

Capítulo 3 Conversor CC-CC Ćuk-Buck ... 28

3.2 - Topologia Proposta ... 28

3.2.1 - Operação em Modo Abaixador ... 28

3.2.1.1 - Análise Qualitativa ... 29

3.2.1.2 - Análise Quantitativa ... 31

3.2.2 - Operação em Modo Elevador ... 36

Capítulo 4 Conversor CC-CC Boost Quadrático Baseado na Célula de Comutação de Três Estados ... 40

4.2 - Topologia Proposta ... 40

4.2.1 - Operação em Modo de Não Sobreposição ... 41

4.2.2 - Operação em Modo de Sobreposição ... 48

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Capítulo 5 Exemplos de Projeto e Resultados de Simulação ... 56

5.2 - Conversor Ćuk-Buck ... 56

5.2.1 - Roteiro de Projeto ... 56

5.2.2 - Resultados de Simulação ... 61

5.3 - Conversor Boost Quadrático 3SSC ... 64

5.3.1 - Roteiro de Projeto ... 64

5.3.2 - Resultados de Simulação ... 70

5.4 - Visão Geral das Topologias PRopostas ... 72

Capítulo 6 Conclusão Geral ... 74

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LISTA DE FIGURAS

Fig. 2.1 – Conversor buck clássico: (a) estágio de potência considerando a presença de elementos parasitas, (b) curvas de ganho estático em função da razão cíclica e (c) curvas de rendimento em

função da razão cíclica. ... 7

Fig. 2.2 – Conversor buck entrelaçado com duas fases. ... 8

Fig. 2.3 – Conversor buck entrelaçado com razão cíclica estendida. ... 9

Fig. 2.4 – Conversor buck entrelaçado modificado com razão cíclica estendida. ... 9

Fig. 2.5 – Conversor buck com dois estágios em cascata. ... 9

Fig. 2.6 – Conversor buck quadrático. ... 10

Fig. 2.7 – Conversor buck utilizando indutor com tap. ... 10

Fig. 2.8 – Conversor buck com capacitor comutado. ... 11

Fig. 2.9 – Conversor buck com célula de comutação L. ... 11

Fig. 2.10 – Conversor buck entrelaçado com quatro indutores acoplados. ... 12

Fig. 2.11 – Conversor boost clássico: (a) estágio de potência considerando a presença de elementos parasitas, (b) curvas de ganho estático em função da razão cíclica e (c) curvas de rendimento em função da razão cíclica. ... 14

Fig. 2.12 – Conversor boost entrelaçado de duas fases [22]. ... 16

Fig. 2.13 – Conversor boost de três níveis convencional [25, 26]. ... 16

Fig. 2.14 – (a) Conversor boost convencional em cascata [27]. (b) Conversor boost quadrático com um interruptor [9]. (c) Conversor boost quadrático de três níveis [30]. ... 18

Fig. 2.15 – Conversor de alto ganho de tensão utilizando indutores acoplados [33]. ... 18

Fig. 2.16 – Conversor com alto ganho de tensão utilizando capacitores comutados [36]. ... 19

Fig. 2.17 – Conversor boost entrelaçado quadruplicador [37]. ... 20

Fig. 2.18 – Conversor boost baseado na 3SSC com células multiplicadoras de tensão [38]. ... 20

Fig. 2.19 – Conversores CC-CC em cascata com múltiplos interruptores ativos: (a) buck, (b) boost e (c) buck-boost. ... 22

Fig. 2.20 – Configurações possíveis para dois interruptores conectados a um ponto comum [5]: (a) configuração I – conexão fonte-fonte, (b) configuração II – conexão dreno-dreno, (c) configuração III – conexão fonte-dreno e (d) configuração IV – conexão dreno-fonte. ... 23

Fig. 2.21 – Configurações resultantes com um único interruptor [5]: (a) configuração I, (b) configuração II, (c) configuração III e (d) configuração IV. ... 24

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Fig. 2.22 – Conversor CC-CC Ćuk-buck proposto: (a) configuração em cascata com dois interruptores, (b) arranjo associado à configuração fonte-dreno e (c) estrutura resultante com único

interruptor... 25

Fig. 2.23 – Conversor CC-CC boost quadrático baseado na 3SCC proposto: (a) configuração em cascata com quatro interruptores com conexão fonte-fonte e (b) estrutura resultante com dois interruptores. ... 26

Fig. 3.1 – Conversor CC-CC Ćuk-buck integrado com único interruptor. ... 28

Fig. 3.2 – Etapas de operação do conversor CC-CC Ćuk-buck em modo abaixador e MCC. ... 29

Fig. 3.3 – Formas de onda teóricas do conversor CC-CC Ćuk-buck em modo abaixador e MCC. .. 30

Fig. 3.4 – Forma de onda da corrente no indutor L3 e intervalos nos quais o capacitor C3 se carrega e descarrega em MCC. ... 34

Fig. 3.5 – Etapas de operação do conversor CC-CC Ćuk-buck em modo elevador e MCC. ... 36

Fig. 3.6 – Formas de onda teóricas do conversor CC-CC Ćuk-buck em modo elevador e MCC. .... 37

Fig. 4.1 – Conversor CC-CC boost quadrático baseado na 3SSC. ... 40

Fig. 4.2 – Etapas de operação do conversor boost quadrático 3SSC em modo de não sobreposição e MCC. ... 42

Fig. 4.3 – Formas de onda teóricas do conversor boost quadrático 3SSC em modo de não sobreposição e MCC. ... 43

Fig. 4.4 – Etapas de operação do conversor boost quadrático 3SSC em modo de sobreposição e MCC. ... 50

Fig. 4.5 – Formas de onda teóricas do conversor boost quadrático 3SSC em modo de sobreposição e MCC. ... 51

Fig. 5.1 – Perfil de perdas do conversor Ćuk-buck. ... 61

Fig. 5.2 – Sinal de comando do interruptor e correntes nos indutores. ... 62

Fig. 5.3 – Tensões nos capacitores. ... 62

Fig. 5.4 – Corrente e tensão no interruptor S. ... 63

Fig. 5.5 – Correntes e tensões nos diodos D1, D2 e D4... 63

Fig. 5.6 – Perfil de perdas do conversor boost quadrático 3SSC. ... 69

Fig. 5.7 – Sinais de comando dos interruptores e correntes nos indutores. ... 70

Fig. 5.8 – Sinais de comando dos interruptores e tensões nos capacitores. ... 70

Fig. 5.9 – Correntes e tensões nos interruptores S1 e S2. ... 71

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LISTA DE TABELAS

Tabela 2.1 – Comparação entre topologias CC-CC não isoladas derivadas do conversor buck. ... 12 Tabela 2.2 – Comparação entre topologias CC-CC não isoladas derivadas do conversor boost. ... 20 Tabela 5.1 – Especificações de projeto do conversor Ćuk-buck operando em MCC e modo abaixador. ... 57 Tabela 5.2 – Comparação entre resultados teróricos e obtidos por simulação do conversor Ćuk-buck operando em MCC e modo abaixador. ... 64 Tabela 5.3 – Especificações de projeto do conversor boost quadrático 3SSC operando em MCC e modo de sobreposição. ... 64 Tabela 5.4 – Comparação entre resultados teróricos e obtidos por simulação do conversor boost quadrático 3SSC operando em MCC e modo de sobreposição. ... 72 Tabela 5.4 – Características gerais dos conversores Ćuk-buck e boost quadrático 3SSC operando em MCC. ... 73

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LISTA DE ABREVIATURAS E SÍMBOLOS

 – rendimento do conversor

IL1, IL2, IL3 – ondulações de pico a pico das correntes no indutores de filtro L1, L2, L3, respectivamente

VC1, VC2, VC3 – ondulações de pico a pico das tensões nos capacitores de filtro C1, C2, C3, respectivamente

+_{– profundidade de penetração}

Q – quantidade de carga armazenada no capacitor C Q3 – quantidade de carga armazenada no capacitor C3 V – variação da tensão no capacitor C

3SSC – three-state switching cell (célula de comutação de três estados)

Ae – área efetiva de circulação do fluxo magnético no núcleo magnético

Aw – área da janela do núcleo magnético

Bmáx – máxima densidade de fluxo magnético

C – capacitor de filtro de saída C1, C2, C3 – capacitores de filtro CA – corrente alternada

CC – corrente contínua

D – razão cíclica

D1, D2, D3, D4, D5, D6 – diodos

dAWG – diâmetro do condutor de cobre

di/dt – taxa de variação da corrente em relação ao tempo Do – diodo de roda livre do conversor buck

DS1DSN – razões cíclicas dos interruptores S1SN

dv/dt – taxa de variação da tensão em relação ao tempo

EMI – electromagnetic interference (interferência eletromagnética)

fL – frequência de operação do material magnético do indutor

fT – frequência de operação do material magnético do autotransformador

G – ganho estático

ID1(méd.), ID1(ef.) – corrente média e corrente eficaz no diodo D1, respectivamente

iD1(t), iD2(t), iD3(t), iD4(t) – tensões instantâneas nos diodos D1, D2, D3, D4, respectivamente, correntes instantâneas nos diodos D1, D2, D3, D4, respectivamente

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iD1(t), iD2(t), iD3(t), iD4(t), iD5(t), iD6(t) – correntes instantâneas nos diodos D1, D2, D3, D4, D5, D6, respectivamente

Ii – corrente média de entrada do primeiro estágio de um conversor integrado, ou simplesmente corrente média de entrada de um conversor qualquer

Ii’ – corrente média de entrada do segundo estágio

IL1(ef.), IL2(ef.), IL3(ef.) – correntes eficazes nos indutores L1, L2, L3, respectivamente

IL1(máx.), IL2(máx.), IL3(máx.) – correntes de pico nos indutores L1, L2, L3, respectivamente

IL1(méd.), IL2(méd.), IL3(méd.) – correntes médias nos indutores L1, L2, L3, respectivamente

iL1(t), iL2(t), iL3(t) – correntes instantâneas nos indutores L1, L2, L3, respectivamente

Io – corrente média de saída

IS(méd.), IS(ef.) – corrente média e corrente eficaz no interruptor S, respectivamente

iS(t) – corrente instantânea no interruptor S

IS1(méd.), IS2(méd.), IS1(ef.), IS2(ef.) – correntes médias e corrente eficazes nos interruptores S1 e S2,

respectivamente

iS1(t), iS2(t) – correntes instantâneas nos interruptores S1, S2, respectivamente

kt – fator de utilização do primário, fator de topologia

ku – fator de ocupação dos enrolamentos de cobre no interior do carretel

ku(calc.) – valor efetivamente calculado para o fator de ocupação

L – indutor de filtro

L1, L2, L3 – indutores de filtro

LED – light-emitting diode (diodo emissor de luz)

lt – comprimento médio de uma espira MCC – modo de condução contínua MCD – modo de condução descontínua

MOSFET – metal-oxide-semiconductor field effect transistor (transistor de efeito de campo à base de óxido semicondutor metálico)

n – relação de espiras de indutores acoplados N – número de fases de um conversor entrelaçado Nc – número de conversores em cascata

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NL – número de espiras do indutor

nT – número de condutores entrelaçados em paralelo nos enrolamentos do autotransformador

NT – número de espiras dos enrolamentos do autotransformador

RDS(on) – resistência de condução entre os terminais dreno e fonte do MOSFET

RL – resistência série do indutor de filtro

Ro – resistor de carga

S – interruptor controlado

S1SN – interruptores controlados

SAWG – área da seção transversal do condutor de cobre sem isolamento

SAWG(isol.) – área da seção transversal do condutor de cobre com isolamento

SEPIC – single-ended primary inductance converter (conversor com uma única indutância primária)

SL – seção do condutor utilizado no enrolamento do indutor

ST – seção do condutor utilizado nos enrolamentos do autotransformador

t – tempo

t1, t2, t3, t4 – instantes de tempo associados às etapas de funcionamento dos conversores

toff – intervalo de tempo no qual o interruptor permanece bloqueado

Ts – período de comutação

UPS – uninterruptible power supply (fonte de alimentação ininterrupta)

VC1, VC2 – tensões médias nos capacitores C1, C2, respectivamente

VD1(máx.) – tensão reversa máxima no diodo D1

vD1(t), vD2(t), vD3(t), vD4(t), vD5(t), vD6(t) – tensões instantâneas nos diodos D1, D2, D3, D4, D5, D6, respectivamente

Ve – volume efetivo do núcleo magnético

vG(t) – sinal de comando do interruptor S

vG1(t), vG2(t) – sinais de comando dos interruptores S1, S2, respectivamente

Vi – tensão média de entrada

VL1(méd.), VL2(méd.), VL3(méd.) – tensões médias nos indutores L1, L2, L3, respectivamente

VMC – célula multiplicadora de tensão V – tensão média de saída

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VS(máx.) – tensão máxima de bloqueio do interruptor S

vS(t) – tensão instantânea no interruptor S

VS1(máx.), VS2(máx.) – tensões máximas de bloqueio dos interruptores S1 e S2, respectivamente

vS1(t), vS2(t) – tensões instantâneas nos interruptores S1, S2, respectivamente

VT1(máx.), VT2(máx.) – tensões máximas nos enrolamentos dos autotransformadores T1 e T2,

respectivamente

ZCS – zero current switching (comutação sob corrente nula)

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CAPÍTULO 1 INTRODUÇÃO GERAL

1.1 - JUSTIFICATIVAS DO TRABALHO

A eletrônica de potência é a subárea da Engenharia Elétrica que se dedica ao estudo dos conversores estáticos, que recebem essa definição por não possuírem partes móveis como os motores e geradores elétricos. Sua importância é inegável no contexto do desenvolvimento de uma sociedade contemporânea sustentável, especialmente no que tange a uma vasta gama de aplicações envolvendo fontes chaveadas; sistemas UPS (uninterruptible power supply – fonte de alimentação ininterrupta); sistemas de processamento de energias renováveis, como solar e fotovoltaica; carregadores de baterias; acionamentos de máquinas elétricas; veículos elétricos; controle de fluxo de potência em sistemas elétricos; entre diversas outras. Nesse contexto, pode-se afirmar que a eletrônica de potência em si desempenhará um papel fundamental associado à viabilidade da implementação prática de smart grids (redes inteligentes) em um futuro próximo [1].

Considerando que a energia elétrica primariamente pode ser disponibilizada na forma de corrente alternada (CA) ou corrente contínua (CC), existem quatro classes de conversores estáticos, a saber:

- conversores CA-CC ou retificadores; - conversores CC-CC ou choppers; - conversores CC-CA ou inversores;

- conversores CA-CA ou controladores de tensão CA.

Neste âmbito, os conversores CC-CC são essencialmente importantes quando se deseja realizar a adaptação de níveis de tensão e corrente CC entre fonte e carga de forma direta, isto é, sem que seja necessária a utilização de dois estágios CC-CA e CA-CC em cascata. Dessa forma, pode-se entender um conversor CC-CC como um “transformador de corrente contínua” fictício, o qual permite que a tensão na carga seja maior, menor ou igual à tensão de entrada CC conforme desejado.

Na prática, os transformadores são muito importantes nos sistemas de alimentação CA, pois permitem o ajuste de níveis distintos de tensão envolvidos na geração, transmissão e distribuição de energia. No entanto, estes elementos apresentam tamanho, peso e volume consideráveis porque a operação ocorre tipicamente em baixas frequências, isto é, 50 Hz ou 60 Hz, embora essas estruturas sejam inerentemente robustas.

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Os conversores estáticos de potência também são capazes de incorporar o uso de transformadores para obter a elevação/redução de tensão e isolação galvânica, sendo que a operação em altas frequências de comutação implica a redução de suas dimensões totais. Ao contrário dos transformadores de baixa frequência, que são baseados em materiais como o aço silício, os transformadores de alta frequência podem ser limitados em tamanho devido à falta de robustez mecânica de materiais de alta permeabilidade magnética como o ferrite. Considera-se ainda a capacidade limitada de processar níveis de potência de até 50 kW, sendo esta uma estimativa conservativa [2].

Os conversores CC-CC podem ser classificados basicamente em dois tipos: não isolados, quando não empregam um transformador isolador de alta frequência; ou isolados, quando há a presença de um transformador. As estruturas CC-CC não isoladas básicas são representadas pelos conversores buck, boost, buck-boost, Ćuk, SEPIC (single-ended primary inductance converter – conversor com uma única indutância primária) e Zeta. Por sua vez, as principais topologias isoladas são os conversores forward (versão isolada do conversor buck), flyback (versão isolada do conversor buck-boost), push-pull, half-bridge (meia ponte) e full-bridge (ponte completa).

Ao lidar com amplas faixas de conversão, o uso dos transformadores de alta frequência consiste na escolha mais óbvia, pois o ganho estático do conversor pode ser ajustado não apenas de acordo com a razão cíclica, mas também com a relação de espiras. No entanto, deve-se ressaltar que quanto maior for o número de espiras, maior será o custo associado à quantidade de cobre utilizada nos enrolamentos, com consequente impacto no tamanho, peso e volume total do conversor.

Quando a isolação galvânica não é obrigatória, os conversores CC-CC não isolados podem ser usados, com a consequente redução das dimensões totais e aumento do rendimento devido à ausência de transformadores. Tipicamente, os conversores buck e boost clássicos são as escolhas preliminares em aplicações nas quais se deseja redução ou aumento da tensão na carga, respectivamente, principalmente devido à simplicidade e quantidade reduzida de componentes, embora algumas questões importantes devam ser levadas em consideração.

Na prática, amplas taxas de conversão envolvendo as tensões da fonte e da carga só são possíveis quando se utilizam razões cíclicas muito baixas ou muito altas nos dois conversores supracitados, o que pode não ser viável na maioria das aplicações. Deve-se ressaltar que os sinais de comando reais utilizados no disparo de semicondutores ativos como transistores possuem taxas de variação dv/dt e di/dt finitas, sendo que mesmo dispositivos rápidos como MOSFETs

(metal-oxide-semiconductor field effect transistors – transistores de efeito de campo à base de óxido

semicondutor metálico) possuem tempos de entrada e saída de condução finitos. Além disso, a implementação de circuitos de comando (drivers) rápidos que permitem obter razões cíclicas muito baixas e/ou altas tipicamente apresenta custo e complexidade elevados.

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Assim, justifica-se a proposta e análise detalhada de novas topologias de conversores CC-CC não isolados com ampla taxa de conversão, visto que essas estruturas podem ser utilizadas em diversas aplicações práticas, como sistemas UPS [2], acionamento de LEDs (light-emitting diodes – diodos emissores de luz) [3], sistemas de processamento de energias renováveis [4], dentre outras. 1.2 - OBJETIVOS DO TRABALHO

Diante do exposto, este trabalho tem por objetivo apresentar o estudo de topologias de conversores CC-CC integrados não isolados, as quais são capazes de fornecer amplas taxas de conversão sem a utilização de transformadores e valores extremos de razão cíclica. A análise justifica-se mediante a necessidade de obtenção de estruturas simples e com número reduzido de elementos passivos e ativos, que por sua vez não empreguem transformadores.

De forma específica, este trabalho pretende apresentar contribuições no sentido de:

- analisar as vantagens e desvantagens inerentes às soluções existentes na literatura propostas para a obtenção de ganhos estáticos muito baixos ou altos;

- aplicar a “técnica de enxerto” (graft technique) [5] na concepção de novas topologias com número reduzido de semicondutores controlados;

- desenvolver as análises qualitativa e quantitativa das estruturas propostas;

- validar todo o estudo teórico desenvolvido por meio de resultados obtidos por simulação computacional.

1.3 - ESTRUTURA DO TRABALHO

Este trabalho está estruturado na forma de quatro capítulos adicionais, os quais são descritos detalhadamente a seguir.

No Capítulo 2, tem-se uma revisão abrangente dos conceitos que envolvem a obtenção de estruturas CC-CC com ampla taxa de conversão, sendo analisadas topologias derivadas dos conversores buck e boost convencionais. Além disso, apresenta-se a “técnica de enxerto”, que permite a concepção de conversores CC-CC integrados, sendo propostas duas novas topologias que não foram anteriormente estudadas na literatura.

O Capítulo 3 dedica-se ao estudo completo de um conversor CC-CC integrado do tipo

Ćuk-buck, apresentando-se o desenvolvimento da análise das etapas de funcionamento em modo de

condução contínua (MCC) e a dedução das expressões matemáticas que definem o roteiro de projeto do estágio de potência.

De forma análoga, no Capítulo 4 é analisado detalhadamente um conversor CC-CC boost quadrático baseado na 3SSC (three-state switching cell – célula de comutação de três estados) em MCC, operando nos modos de não sobreposição e sobreposição dos interruptores controlados.

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No Capítulo 5, descrevem-se exemplos de projeto dos conversores supracitados, sendo que as considerações teóricas são devidamente validadas por meio de resultados de simulação obtidos com o software PSIM®.

Finalmente, o Capítulo 6 dedica-se à discussão dos principais resultados do trabalho, sendo apresentadas as conclusões mais significativas e propostas para a continuidade da pesquisa.

1.4 - PUBLICAÇÕES RESULTANTES

Como produção científica resultante do desenvolvimento deste trabalho, tem-se o seguinte artigo aceito para publicação:

- F. L. Tofoli, J. I. A. Saldanha, D. A. Tavares, “Survey on Topologies Based on The Three-State and Multi-State Switching Cells”. IET Power Electronics. DOI 10.1049/iet-pel.2018.6003. Early Access – 2019.

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CAPÍTULO 2

REVISÃO BIBLIOGRÁFICA

2.1 - CONSIDERAÇÕES INICIAISEQUATION SECTION 2

Este capítulo destina-se a investigar diversas soluções existentes na literatura no que tange a conversores CC-CC não isolados com ampla taxa de conversão. Inicialmente, reapresenta-se o conversor CC-CC buck convencional, destacando-se suas eventuais limitações nesse tipo de aplicação. Assim, são analisadas as vantagens e desvantagens de suas topologias derivadas como soluções para evitar a operação com razões cíclicas extremamente baixas, comparando-as devidamente entre si em termos de número de componentes e ganho estático. De forma análoga, as soluções existentes em termos de topologias do tipo boost também são revisitadas.

Por fim, é descrita a técnica que permite a obtenção de conversores CC-CC integrados com a utilização de um menor número de interruptores controlados, a partir da qual é possível obter novas topologias que agregam características interessantes associadas aos estágios que as compõem.

2.2 - CONVERSORES ABAIXADORES PARA APLICAÇÕES COM AMPLA TAXA DE CONVERSÃO

Quando se trabalha com amplas faixas de conversão envolvendo conversores abaixadores e/ou elevadores, a utilização de transformadores de alta frequência representa uma solução simples e direta em termos da possibilidade de se ajustar o ganho estático não apenas em termos da razão cíclica, mas também da relação de espiras associadas aos enrolamentos acoplados por meio de um núcleo magnético. Porém, ressalta-se que quanto maior o número de espiras necessário para essa finalidade, maior será a quantidade de cobre utilizada na confecção dos enrolamentos, o que por sua vez está associado ao tamanho, peso e volume totais do conversor.

Quando não se deseja obter isolação galvânica em conversores CC-CC, as topologias não isoladas básicas do tipo buck, boost e buck-boost representam as principais escolhas em termos de simplicidade e número reduzido de componentes empregados no estágio de potência. Primeiramente, considera-se o conversor CC-CC buck mostrado na Fig. 2.1 (a), o qual é composto por uma fonte de tensão de entrada Vi, um interruptor controlado S, um diodo Do, um indutor de filtro L, um capacitor de filtro de saída C e um resistor de carga Ro. A priori, considera-se que a resistência série do indutor de filtro representada por RL é o único elemento parasita do circuito.

Se o conversor for considerado ideal, desprezam-se todos os elementos parasitas, sendo RL=0 nesse caso. Assim, utilizando o balanço volt-segundo, ou seja, considerando-se que a tensão média

(21)

do indutor é nula ao longo de um período de comutação Ts, pode-se demonstrar facilmente que a expressão do ganho estático para a operação em MCC é dada por [6]:

o i V G D V   (2.1)

sendo que Vo é a tensão média de saída e D é a razão cíclica.

Analisando (2.1), torna-se óbvio que a relação Vo/Vi é proporcional à razão cíclica, sendo que ganhos estáticos muito pequenos podem ser obtidos se D0. Porém, em termos práticos, essa não é uma alternativa viável considerando que a utilização de larguras de pulso muito estreitas depende de circuitos de acionamento com custo e complexidade elevados.

Agora, considera-se RL0 na Fig. 2.1 (a), sendo que nesse caso existem perdas associadas ao circuito. Novamente, pode-se demonstrar que nessa condição o ganho estático é dado por:

1 o i V D G V     (2.2)

em que α é a razão entre RL e Ro dada por:

L o

R R

  (2.3)

De acordo com as curvas da Fig. 2.1 (b), pode-se afirmar que o ganho estático do conversor é diretamente afetado por RL, pois é necessário impor maiores valores de D para obter uma dada razão de conversão se comparado ao caso do conversor ideal em que α=0, ou seja, RL=0.

Além disso, a presença de RL afeta drasticamente o rendimento da estrutura, especialmente em aplicações de altas potências, pois as perdas aumentam com o quadrado da corrente eficaz no indutor, que é aproximadamente igual à corrente média de saída Io quando o conversor buck opera em MCC. Logo, pode ser facilmente demonstrado que o rendimento  do conversor buck mostrado

na Fig. 2.1 (a) nessa condição é dado por:

1 1     (2.4)

Conforme a Fig. 2.1 (c), o rendimento permanece constante em toda a faixa de D para um dado valor de α. No entanto, pode-se observar que as perdas RI2_{também aumentam} significativamente de forma proporcional ao aumento de α, comprometendo assim o desempenho do conversor. Outro aspecto importante a ser observado em (2.1) e (2.2) reside no fato de que amplas taxas de conversão de tensão só são possíveis quando se empregam razões cíclicas muito baixas, o que pode não ser viável em aplicações práticas.

(22)

(a)

(b)

(c)

Fig. 2.1 – Conversor buck clássico: (a) estágio de potência considerando a presença de elementos parasitas, (b) curvas de ganho estático em função da razão cíclica e (c) curvas de rendimento em função da razão cíclica.

(23)

Assim, deve-se ressaltar que o conversor buck clássico não representa uma alternativa viável para aplicações que envolvem amplas taxas de conversão e/ou altos níveis de potência. Essencialmente, pequenos valores de D afetam o desempenho dinâmico do conversor e causam assimetrias nos tempos de condução e bloqueio do interruptor controlado. Nesse caso, ocorre ainda a limitação da frequência de comutação, resultando em um sério problema associado à recuperação reversa do diodo de roda livre, o que também reduz o rendimento do conversor na prática.

Nesse contexto, diversos trabalhos abordando conversores CC-CC abaixadores com ampla taxa de conversão têm sido propostos na literatura para altas tensões de entrada e tensões de saída reduzidas sem o uso de razões cíclicas muito pequenas, buscando também a redução dos esforços de tensão nos semicondutores e ondulações de alta frequência, bem como aumento do rendimento. Uma revisão detalhada das principais topologias empregadas para esta finalidade é apresentada em [7], sendo que algumas dessas estruturas são descritas na sequência.

Para resolver questões associadas à ondulação da corrente, os conversores buck do tipo intercalado ou entrelaçado foram propostos, sendo que é possível a conexão de duas ou mais fases ou células compostas por um interruptor, um diodo e um indutor em paralelo para aumentar os níveis de corrente que podem ser atingidos de forma modular [8]. Nesse caso, os interruptores são acionados por pulsos de comando devidamente defasados em 360/N, sendo que N é o número de fases. Na Fig. 2.2, tem-se um conversor buck entrelaçado ideal de duas fases, cujo ganho estático em modo de condução contínua é idêntico àquele da estrutura da Fig. 2.1, não sendo possível obter na prática taxas de conversão muito reduzidas.

+ -D1 D2 Vi S1 S2 L1 L2 Co Ro

Fig. 2.2 – Conversor buck entrelaçado com duas fases.

Uma estrutura modificada que permite a operação com razões cíclicas maiores para essa finalidade é representada na Fig. 2.3, empregando um capacitor adicional para permitir que o ganho estático resultante seja reduzido à metade daquele do conversor buck clássico. Porém, o esforço de tensão no interruptor S2 aumenta em relação ao conversor da Fig. 2.2.

O ganho estático pode ser ainda menor quando se recorre à topologia da Fig. 2.4, reduzindo-se os esforços de tensão nos interruptores a um quarto da tensão de entrada. Porém, há a

(24)

necessidade de quatro interruptores controlados e um número considerável de elementos passivos, tornando a estrutura mais complexa e menos robusta.

Conversores em cascata permitem estender a taxa de conversão de forma modular, sendo que uma topologia com dois estágios é mostrada na Fig. 2.5. Nesse caso, a tensão de saída é uma função do produto dos ganhos estáticos dos dois conversores, cujos interruptores controlados podem ser acionados com razões cíclicas distintas de forma independente, porém simultânea. Uma desvantagem nesse caso consiste no uso de elementos redundantes associado ao alto custo quando diversos interruptores são necessários, tornando o circuito de controle complexo.

Fig. 2.3 – Conversor buck entrelaçado com razão cíclica estendida.

Fig. 2.4 – Conversor buck entrelaçado modificado com razão cíclica estendida.

(25)

Um conversor buck quadrático com interruptor único é representado na Fig. 2.6, sendo que o ganho estático nesse caso varia com o quadrado da razão cíclica considerando a operação em MCC [9]. O rendimento é satisfatório diante da utilização de apenas um semicondutor totalmente controlado, mas os esforços de tensão nos semicondutores são elevados. Uma tentativa de reduzir esses esforços consiste na utilização de conversores quadráticos duplos em [10], mas ao custo do aumento considerável do número de elementos utilizados no estágio de potência.

+ -L1 L2 C1 C2 D1 D2 D3 Ro S Vi

Fig. 2.6 – Conversor buck quadrático.

Indutores com taps também podem ser considerados uma opção interessante para obter uma ampla taxa de conversão, a qual pode ser devidamente ajustada por meio da relação de transformação entre os enrolamentos utilizados, a exemplo da topologia da Fig. 2.7 [11]. A principal desvantagem consiste no surgimento de elevados picos de tensão no interruptor controlado em virtude da descarga da energia armazenada na indutância de dispersão associada aos dois enrolamentos acoplados. Essa energia pode ser recuperada empregando-se um circuito de grampeamento ativo adicional, que é composto por dois diodos e um capacitor [12].

+ -Lp Ls n1 n2 Vi D C Ro S

Fig. 2.7 – Conversor buck utilizando indutor com tap.

Topologias com capacitores comutados sem indutores também foram propostas como uma solução para evitar a operação com razões cíclicas extremamente baixas. Na Fig. 2.8, tem-se um conversor buck com três células, sendo que cada uma das mesmas é composta por um capacitor e três interruptores. Nesse caso, cada capacitor é carregado pela fonte ou por outro capacitor e, na sequência, é descarregado através da carga ou outro capacitor [13]. Portanto, o ganho estático resultante pode ser muito pequeno obtendo-se ainda um rendimento alto. No entanto, a corrente de entrada é pulsada e a regulação da tensão de saída não é satisfatória. Para solucionar este

(26)

inconveniente, estruturas híbridas foram propostas na literatura, a exemplo de um conversor com capacitor comutado seguido por uma topologia buck convencional descrito em [14]. Ainda assim, um número consideravelmente elevado de semicondutores é necessário, sendo esta uma desvantagem significativa. + -Vi S1 S4 S7 S10 S3 S6 S9 S2 S5 S8 C4 Ro C1 C2 C3

Fig. 2.8 – Conversor buck com capacitor comutado.

O conversor buck associado a indutores comutados pode ser considerado uma solução adequada, sendo que a chamada célula de comutação L nesse caso é composta por dois indutores e dois diodos, como mostra a Fig. 2.9 [15]. Para estender ainda mais a taxa de conversão, pode-se associar indutores e capacitores comutados em uma mesma estrutura, ao custo de um maior número de componentes, a exemplo da topologia descrita em [16].

Fig. 2.9 – Conversor buck com célula de comutação L.

Conversores buck com indutores acoplados são propostos como forma de se obter pequenas ondulações da corrente associadas a indutores menores, sendo que uma topologia baseada na topologia buck entrelaçada é mostrada na Fig. 2.10 [17]. Essa estrutura emprega quatro fases magneticamente acopladas, sendo que dois capacitores são utilizados para ampliar a taxa de conversão.

Diante da existência de um grande número de topologias existentes na literatura, deve-se considerar que cada uma das mesmas possui vantagens e desvantagens intrínsecas que as tornam interessantes para um dado tipo de aplicação. Por exemplo, para baixas potências em que as tensões de entrada e saída não são muito altas e baixas, respectivamente, o conversor buck convencional da Fig. 2.1 mostra-se a opção mais adequada. À medida que os níveis de potência aumentam,

(27)

recomenda-se a utilização dos conversores entrelaçados em virtude da redução dos elementos de filtro e dos esforços de corrente proporcionalmente ao aumento do número de fases. Para amplas taxas de conversão, pode-se adotar outras opções, como indutores e/ou capacitores comutados, conversores em cascata, entre outras.

+ - S1 S2 S3 S4 D1 D2 D3 D4 Co L1 L2 L3 L4 M12 M23 M34 Ro Vi _C e1 Ce2

Fig. 2.10 – Conversor buck entrelaçado com quatro indutores acoplados.

Assim, a Tabela 2.1 apresenta uma comparação entre algumas topologias que foram brevemente analisadas anteriormente [7], destacando-se características importantes como o ganho estático, esforços de tensão nos interruptores controlados e número de componentes empregados no estágio de potência.

Tabela 2.1 – Comparação entre topologias CC-CC não isoladas derivadas do conversor buck.

Característica Topologia

1 (Fig. 2.1) 2 (Fig. 2.2) 3 (Fig. 2.4) 4 (Fig. 2.6)

Esforços de tensão no(s) interruptores Vi Vi ₂i e ₄i V V Vi Ganho estático em MCC D D 4 D _D2 Interruptores 1 2 4 1 Diodos 1 2 2 3 Capacitores 1 1 5 2 Indutores 1 2 2 2

(28)

5 (Fig. 2.7) 6 (Fig. 2.8) 7 (Fig. 2.9) 8 (Fig. 2.10)

Esforços de tensão no(s) interruptores   1 i nV D n D Interruptores com múltiplas especificações 2 2 i V D  e 2 i i V V Ganho estático em MCC 1  D D n D 1 2 a ₂_D_D 4 D Interruptores 1 10 1 4 Diodos 1  2 4 Capacitores 1 4 1 3 Indutores 2  2 4

Modularidade Não Sim Sim Sim

2.3 - CONVERSORES ELEVADORES PARA APLICAÇÕES COM AMPLA TAXA DE CONVERSÃO

Amplas taxas de conversão envolvendo conversores elevadores frequentemente são necessárias em diversas aplicações que incluem energias renováveis [18], acionamentos de máquinas elétricas com velocidade variável [19], sistemas UPS [2], veículos elétricos [20], dentre outras. Tipicamente, é necessário elevar as tensões baixas provenientes de baterias, módulos fotovoltaicos, células combustíveis e turbinas eólicas de forma a alimentar um estágio CC-CA em cascata sem que este opere em sobremodulação [21].

Existem inúmeras topologias de conversores CC-CC propostas na literatura que podem fornecer uma tensão na carga maior que a tensão da fonte. O conversor boost CC-CC convencional ou clássico é amplamente empregado para essa finalidade, sendo estudado em muitos livros didáticos básicos de eletrônica de potência [6]. O conversor buck-boost também pode ser utilizado para esse propósito, mas os esforços de tensão nos elementos semicondutores são iguais à soma da tensão de entrada com a tensão de saída. Isso também ocorre nas topologias Ćuk, SEPIC e Zeta, embora estas necessitem de uma maior quantidade de componentes.

O ganho estático do conversor boost convencional é limitado na prática no caso de altas taxas de conversão, pois isto demanda altas razões cíclicas. Assim, o interruptor deve permanecer em condução por um longo intervalo. Outra desvantagem reside na elevada corrente sobre o diodo, além de problemas relacionados ao fenômeno da recuperação reversa. Portanto, é importante que o ganho estático não dependa apenas da razão cíclica em aplicações dessa natureza [22].

O conversor boost convencional é mostrado na Fig. 2.11 (a), cuja resistência intrínseca do indutor é representada por RL. Pelo princípio do balanço volt-segundo e considerando o MCC, é fácil demonstrar que o ganho estático G é dado por:

(29)





2 1 1 1 1 1 o i _L o V G V D _R D R          _    (2.5)

Além disso, o rendimento teórico do conversor boost é dado por e pode ser estimado pela seguinte expressão:





2 1 1 1 L o R D R         _    (2.6) (a) (b) (c)

Fig. 2.11 – Conversor boost clássico: (a) estágio de potência considerando a presença de elementos parasitas, (b) curvas de ganho estático em função da razão cíclica e (c) curvas de rendimento em função da razão cíclica.

(30)

De acordo com (2.5) e (2.6), tanto o ganho estático quanto o rendimento dependem de RL, D, e Ro, de modo que a análise das expressões supracitadas leva a interessantes conclusões. Inicialmente, mostra-se o perfil do ganho estático dado por (2.5) na Fig. 2.11 (b) em função de diversos valores para a razão cíclica, sendo α=RL/Ro. Se α=0, o ganho estático é o mesmo do conversor boost ideal e não é afetado pelos elementos parasitas. Se RL permanecer constante, mas

Ro diminuir, ocorre um aumento da potência de saída. Neste caso, o ganho estático tende a diminuir ao longo da faixa da razão cíclica para α≠0 em comparação com α=0. Analogamente, se RL aumentar, mas Ro permanecer constante, o mesmo comportamento ocorre. As curvas obtidas para

α=0,001, α=0,005 e α=0,01 também mostram que o aumento do ganho estático é limitado a um dado valor da razão cíclica menor que a unidade. Assim, em termos práticos, a taxa de conversão de tensão é limitada a um valor finito quando a razão cíclica é muito alta. Por fim, constata-se ainda que o rendimento do conversor boost diminui à medida que a razão cíclica aumenta considerando

α≠0.

Com base no conversor boost mostrado na Fig. 2.11 (a), diversas topologias CC-CC elevadoras não isoladas têm sido propostas de forma a aumentar o rendimento, o ganho de tensão e os níveis de potência que podem ser alcançados na prática. Assim, algumas das principais topologias derivadas do conversor boost são analisadas e descritas a seguir, adotando-se como base a extensa revisão desenvolvida em [23].

O conversor boost convencional não é recomendado para aplicações que demandam altas potências porque a potência de saída é processada por apenas dois semicondutores, tornando as perdas bastante significativas, especialmente considerando a resistência intrínseca do indutor de filtro. Nesse caso, podem ser aplicados conversores entrelaçados de modo a melhorar o desempenho e reduzir o tamanho dos elementos de filtro.

A frequência de operação do indutor boost torna-se um múltiplo da frequência de comutação dependendo do número de fases ou células, enquanto a corrente nos interruptores controlados é apenas uma parcela da corrente de entrada. Além disso, o tamanho do indutor e os níveis de interferência eletromagnética são reduzidos. O conversor boost entrelaçado com duas fases ou células é mostrado na Fig. 2.12, o qual é composto por dois indutores, dois interruptores e dois diodos que dividem a corrente de entrada [22].

Os esforços de tensão nos diodos e interruptores são iguais à tensão de saída, tornando esta topologia inadequada para aplicações que demandam altas tensões de saída. O fenômeno da recuperação reversa nos diodos também limita o rendimento do conversor. Além disso, o ganho estático é o mesmo do conversor boost convencional.

(31)

De forma a reduzir as dimensões do estágio de potência, múltiplos indutores podem ser acoplados em um único núcleo, preservando as mesmas características da topologia mostrada na Fig. 2.12. Os efeitos indesejáveis da recuperação reversa no diodo de saída podem ser reduzidos em virtude da comutação ZCS (do inglês, zero current switching – comutação sob corrente nula) proporcionada pela indutância de dispersão [24]. A ondulação de corrente é pequena quando o acoplamento positivo é utilizado. Porém, este parâmetro assume valores consideráveis quando se emprega acoplamento negativo porque o conversor opera no modo de condução descontínua.

O conversor boost de três níveis mostrado na Fig. 2.13 apresenta esforços de tensão reduzidos nos elementos semicondutores, que são iguais à metade da tensão de saída. No entanto, o ganho estático é idêntico ao do conversor boost convencional. Assim, podem ser utilizados interruptores do tipo MOSFET com pequeno valor de resistência de condução, contribuindo para um aumento do rendimento e minimização das perdas por condução. Além disso, obtém-se a redução das perdas por comutação nos interruptores e dos níveis de interferência eletromagnética.

Fig. 2.12 – Conversor boost entrelaçado de duas fases [22].

Fig. 2.13 – Conversor boost de três níveis convencional [25, 26].

Outro ponto relevante diz respeito ao tamanho do indutor de filtro de entrada. Considerando-se as mesmas especificações de tensão, potência e, conConsiderando-sequentemente, da ondulação de corrente, a

(32)

indutância é L para o conversor boost de três níveis, 22L para o conversor boost entrelaçado com duas fases, e 4L para o conversor boost convencional. Entretanto, o fenômeno da recuperação reversa ainda é problemático, especialmente para elevados valores de razão cíclica [25, 26].

O conversor boost convencional de três níveis não é adequado para aplicações que requerem alto ganho de tensão. Taxas de conversão elevadas e ondulações reduzidas são obtidas se dois ou mais conversores elevadores forem conectados em cascata, resultando na topologia mostrada na Fig. 2.14 (a) [27]. Tipicamente, a tensão de entrada é baixa e pode ser elevada no primeiro estágio usando razões cíclicas altas. Por outro lado, o segundo estágio pode operar com razão cíclica menor, permitindo a redução das perdas por comutação. Contudo, a robustez é comprometida devido à necessidade de múltiplos interruptores, diodos, indutores e capacitores para obter altas tensões de saída, enquanto o circuito de controle deve ser cuidadosamente projetado [9].

Essa limitação pode ser parcialmente superada se o interruptor S1 na Fig. 2.14 (a) for substituído pelo diodo D2na Fig. 2.14 (b) [28]. Essa estratégia pode ser aplicada a qualquer número de estágios em cascata de modo a se obter conversores integrados com um único interruptor. Na Fig. 2.14 (a) e na Fig. 2.14 (b), a relação entre a tensão de saída e a tensão de entrada é igual ao produto entre os ganhos estáticos de dois conversores boost, mas há ainda algumas desvantagens significativas. Considerando que pode ser necessário conectar muitos conversores em cascata, o rendimento global é reduzido drasticamente, de modo que tais topologias supracitadas não são adequadas para altas potências [29]. Os esforços de tensão são consideráveis, principalmente no interruptor e no diodo do último estágio. Além disso, o projeto do sistema de controle dos conversores da Fig. 2.14 (a) e Fig. 2.14 (b) é complexo por estes se tratarem de sistemas de quarta ordem.

De forma a obter um ganho estático elevado, o conversor boost quadrático de três níveis mostrado na Fig. 2.14 (c) foi proposto em [30], o qual agrega algumas vantagens considerando ambos os conversores da Fig. 2.13 e da Fig. 2.14 (b). Este apresenta esforços de tensão reduzidos, tornando-se interessante para aplicações em altas tensões. O rendimento da estrutura é maior quando comparado ao conversor boost quadrático convencional, pois as perdas por condução são reduzidas. Contudo, o uso de dois indutores com núcleos diferentes restringe sua aplicação a baixas potências em virtude do tamanho, peso e volume.

Indutores acoplados também podem ser empregados em conversores do tipo boost [31]. A indutância de dispersão pode ser utilizada para limitar a taxa de variação da corrente no diodo, o que contribui para a minimização do fenômeno da recuperação reversa. Os indutores acoplados podem operar como transformadores para evitar o uso de razões cíclicas extremamente altas e reduzir a ondulação da corrente [32].

(33)

(a) (b)

(c)

Fig. 2.14 – (a) Conversor boost convencional em cascata [27]. (b) Conversor boost quadrático com um interruptor [9]. (c) Conversor boost quadrático de três níveis [30].

A Fig. 2.15 mostra um conversor de alto ganho com indutores acoplados. A relação de espiras entre os enrolamentos pode ser ajustada para estender o ganho estático [33]. Contudo, a indutância de dispersão provoca a ocorrência de altos picos de tensão, o que aumenta os esforços de tensão no interruptor, resultando em sérios problemas de interferência eletromagnética e redução do rendimento. A corrente de entrada também é pulsada.

Vi

L1

S

Dc L2 Do

Cc Co Ro Vo

Fig. 2.15 – Conversor de alto ganho de tensão utilizando indutores acoplados [33].

Capacitores comutados também podem ser associados com indutores acoplados de forma a estender ainda mais o ganho estático dos conversores CC-CC por meio do ajuste da relação de espiras [34], mas em contrapartida exige-se uma elevada quantidade de componentes [35]. Um conversor com capacitor comutado é proposto em [36] e mostrado na Fig. 2.16, no qual altas tensões são obtidas devido ao aumento do número de capacitores. Tipicamente, o conversor opera com baixa razão cíclica atenuando o fenômeno da recuperação reversa no diodo. Os capacitores comportam-se como fontes de tensão conectadas em série quando a corrente flui sobre os mesmos. A resistência série equivalente é devidamente minimizada pela associação dos componentes em paralelo. Os circuitos de acionamento também se tornam mais complexos à medida que outros

(34)

interruptores são adicionados, os quais não são conectados a um mesmo nó de referência. Além disso, é importante mencionar que os esforços de tensão nos interruptores são diferentes, o que leva à utilização de interruptores ativos com especificações distintas.

Fig. 2.16 – Conversor com alto ganho de tensão utilizando capacitores comutados [36].

Um conversor entrelaçado quadruplicador é proposto em [37] e mostrado na Fig. 2.17. Nesse caso, os esforços de tensão nos interruptores principais tornam-se um quarto da tensão de saída. Além disso, existe o equilíbrio automático da corrente sem a necessidade de um transformador auxiliar, mas dois diodos e dois capacitores adicionais são incluídos nessa topologia.

Células multiplicadoras ou VMCs (voltage multiplier cells) podem ser adicionadas aos conversores elevadores baseados na 3SSC de modo a se obter alto ganho de tensão. A topologia mostrada na Fig. 2.18 emprega células multiplicadoras de tensão compostas por dois capacitores e dois diodos [38]. Diferentemente do conversor boost entrelaçado, a divisão equilibrada da corrente entre os semicondutores não é preocupante devido ao autotransformador. As principais desvantagens residem no considerável número de componentes, o que compromete o rendimento devido às perdas por condução nos diodos multiplicadores. Além disso, um elevado rendimento pode ser obtido para uma ampla variação de carga, embora esse aspecto possa ser comprometido se muitas células multiplicadoras de tensão forem usadas para aumentar o ganho estático devido às perdas por condução nos diodos adicionais. Adicionalmente, esse conversor não é capaz de operar com baixos valores de razão cíclica, isto é, D<0,5 [38].

Novamente, deve-se ressaltar a existência de um grande número de topologias de conversores

boost para obter alto ganho de tensão, sendo que este trabalho não pretende explorar todas as soluções existentes na literatura em detalhes. De outra forma, a Tabela 2.2 apresenta uma breve comparação entre alguns dos conversores previamente descritos, destacando-se aspectos importantes como número de componentes, ganho estático e esforços de tensão nos semicondutores ativos [23].

(35)

Fig. 2.17 – Conversor boost entrelaçado quadruplicador [37].

Fig. 2.18 – Conversor boost baseado na 3SSC com células multiplicadoras de tensão [38]. Tabela 2.2 – Comparação entre topologias CC-CC não isoladas derivadas do conversor boost.

1 (Fig. 2.11) 2 (Fig. 2.12) 3 (Fig. 2.13) 4 (Fig. 2.14 (a))

Esforços de tensão no(s) interruptores o V V_o 2 o V _e _₁ _ o o V V D Ganho estático em MCC 1 1 D 1 1 D 2 1 D 1 2 1 1 1 D_S 1 D_S     _  _     Interruptores 1 2 2 2 Diodos 1 2 2 2 Capacitores 1 1 2 2 Indutores 1 2 1 2

(36)

5 (Fig. 2.15) 6 (Fig. 2.16) 7 (Fig. 2.17) 8 (Fig. 2.18)

Esforços de tensão no(s) interruptores o V Interruptores com especificações diversas 4 o V 1 o V VMC Ganho estático em MCC 2 1 1 D    _     1 1 n n D D     4 1 D 1 1 VMC D   Interruptores 1 5 2 2 Diodos 2 7 4 2VMC+2 Capacitores 2 4 4 2VMC+1 Indutores 2 1 2 1

Modularidade Sim Sim Sim Sim

2.4 - INTEGRAÇÃO DE CONVERSORES EM CASCATA

Dentre as soluções previamente apresentadas, a associação de conversores em cascata é uma abordagem simples e direta que oferece ampla taxa de conversão, sendo que esse conceito pode ser virtualmente estendido a qualquer topologia. Nesse caso, a conexão em cascata dos conversores não isolados CC-CC clássicos mostrados na Fig. 2.19 pode ser vista como uma possível solução.

Deve-se ressaltar que a polaridade da tensão de saída é oposta àquela da tensão de entrada nos conversores buck-boost e Ćuk, já que as posições do interruptor e do diodo devem ser verificadas para cada estágio em cascata de modo que o conversor resultante opere adequadamente.

As seguintes vantagens podem ser atribuídas a conversores em cascata: - modularidade inerente;

- o ganho estático da associação resultante é igual ao produto dos ganhos estáticos associados aos estágios individuais;

- os interruptores podem ser acionados independentemente com razões cíclicas distintas; - um maior número de graus de liberdade pode ser obtido para o circuito de controle.

Por outro lado, desvantagens significativas tendem a existir, como por exemplo:

- elevado número de componentes, especialmente quando muitos conversores em cascata são usados para obter ampla taxa de conversão;

- todos os interruptores ativos devem ser acionados simultaneamente, pois os sinais de disparo devem ser sincronizados corretamente;

- robustez reduzida devido à presença de vários elementos semicondutores, enquanto o conversor se torna mais suscetível a eventuais falhas;

(37)

- o rendimento global, que é igual ao produto dos rendimentos de cada estágio na configuração em cascata, é consequentemente reduzido porque a energia flui através de muitos estágios de potência; - o sistema de controle pode se tornar significativamente complexo;

- os esforços de corrente e tensão envolvendo os elementos semicondutores no último estágio são significativos, limitando assim a aplicação de conversores em cascata a menores níveis de potência.

V_i V_o Ro   S₁ L1 D₁ C₁ S_n Ln D_n C_n (a) V_i   S₁ L₁ D1 C₁ Ro Vo S_n L_n Dn C_n (b) V_i V_o Ro   S₁ L1 D1 C1 S_n Ln Dn Cn (c)

Fig. 2.19 – Conversores CC-CC em cascata com múltiplos interruptores ativos: (a) buck, (b) boost e (c) buck-boost.

Considerando que todos os conversores da Fig. 2.19 operam em MCC, os ganhos estáticos dos conversores em cascata buck, boost e buck-boost são dados por (2.7), (2.8) e (2.9), respectivamente. 1 c N o SN N i V G D V   



(2.7) 1 1 1 c N o N i SN V G V  D     _ _   



(2.8) 1 1 c N o SN n i SN V D G V  D     _ _   



(2.9)

(38)

sendo que DS1 DSN são as razões cíclicas dos interruptores S1SN, respectivamente; e Nc é o número de conversores em cascata.

Os conversores em cascata podem ser adequadamente integrados considerando as configurações possíveis para dois interruptores conectados a um ponto comum, como representado na Fig. 2.20 usando a chamada “técnica de enxerto” proposta em [5]. Considerando o uso de MOSFETs, as configurações I e II correspondem às conexões fonte-fonte comum e dreno-dreno comum, respectivamente, enquanto as configurações III e IV consistem em conexões fonte-dreno e dreno-fonte comum, respectivamente.

Os dois interruptores ativos em cada combinação possível mostrada na Fig. 2.20 podem ser substituídos por um arranjo composto por um único interruptor ativo e dois diodos, o que resulta nos circuitos correspondentes representados na Fig. 2.21.

(a) (b)

(c) (d) Fig. 2.20 – Configurações possíveis para dois interruptores conectados a um ponto comum [5]: (a) configuração I

– conexão fonte-fonte, (b) configuração II – conexão dreno-dreno, (c) configuração III – conexão fonte-dreno e (d) configuração IV – conexão dreno-fonte.

Embora o custo reduzido associado ao aumento da robustez e confiabilidade sejam vantagens significativas das topologias em cascata com único interruptor, ainda existem algumas desvantagens. A corrente no interruptor ativo nas configurações I e II corresponde à soma das correntes através dos diodos de acordo com a lei de Kirchhoff das correntes. De forma semelhante, a corrente no interruptor das configurações III e IV sempre corresponde à corrente mais alta que flui através de um dois diodos supracitados. Além disso, o esforço de tensão no interruptor aumenta nas

(39)

configurações III e IV, o que pode restringir sua aplicação devido às perdas por condução associadas ao uso de MOSFETs com elevadas tensões de bloqueio.

(a) (b)

(c) (d) Fig. 2.21 – Configurações resultantes com um único interruptor [5]: (a) configuração I, (b) configuração II, (c)

configuração III e (d) configuração IV.

2.5 - CONVERSORES PROPOSTOS NESTE TRABALHO

Diante do exposto, é possível realizar diversas combinações de topologias de conversores estáticos visando à obtenção de conversores CC-CC com ampla taxa de conversão. Por exemplo, caso se deseje obter um arranjo resultante cujas correntes de entrada e saída não sejam pulsadas e apresentem reduzida ondulação, além de haver a necessidade de operar com tensão de entrada elevada e tensão de saída reduzida, pode-se considerar a conexão em cascata de uma estrutura Ćuk seguida de uma topologia buck, como mostra a Fig. 2.22 (a). Altera-se então a posição dos componentes do circuito na Fig. 2.22 (b), sendo que os interruptores passam a assumir um arranjo fonte-dreno. Logo, rearranjando o circuito segundo a Fig. 2.21 (c), é possível obter o conversor com único interruptor representado na Fig. 2.22 (c).

(40)

+ - _D1 D2 Vi _S1 L1 _L2 C3 Ro C1 C2 L3 -+ S2 -+ (a) + - D1 D2 Vi S1 L1 L2 C3 Ro C1 C2 L3 S2 -+ -+ (b) (c)

Fig. 2.22 – Conversor CC-CC Ćuk-buck proposto: (a) configuração em cascata com dois interruptores, (b) arranjo associado à configuração fonte-dreno e (c) estrutura resultante com único interruptor.

Porém, pode-se afirmar seguramente que o conversor Ćuk-buck não é adequado para aplicações em altas correntes, justamente porque emprega um único interruptor. Assim, caso se deseje obter um conversor elevador de alto ganho para potências maiores, é possível recorrer à 3SSC. Propõe-se na Fig. 2.23 (a) a conexão de dois conversores boost baseados na 3SSC em cascata para obter um alto ganho, sendo que a topologia básica empregada em cada estágio foi introduzida em [39]. Porém, o arranjo resultante apresenta quatro interruptores, sendo que é possível identificar a configuração fonte-fonte mostrada anteriormente na Fig. 2.20 (a), a qual pode ser utilizada visando à redução do número de semicondutores controlados. Então, após rearranjar o circuito, obtém-se na Fig. 2.23 (b) um conversor boost quadrático com apenas dois interruptores.

(41)

(a)

(b)

Fig. 2.23 – Conversor CC-CC boost quadrático baseado na 3SCC proposto: (a) configuração em cascata com quatro interruptores com conexão fonte-fonte e (b) estrutura resultante com dois interruptores.

Deve-se ressaltar que ambos os conversores supracitados ainda não foram apresentados e estudados na literatura, representando o escopo do presente trabalho, que se dedica à análise quantitativa e qualitativa de tais estruturas, bem como a validação das considerações teóricas por meio de resultados de simulação.

2.6 - CONSIDERAÇÕES FINAIS

Este capítulo apresentou uma breve análise de conversores CC-CC não isolados com ampla taxa de conversão baseados nas topologias buck e boost. Na prática, constata-se que não é possível trabalhar com razões cíclicas extremamente baixas e/ou altas, pois isso leva à necessidade de circuitos de comando e acionamento muito rápidos e de alto custo. Além disso, surgem limitações quanto ao ganho estático que pode ser efetivamente alcançado em virtude de elementos parasitas.

Considerando que este é um tópico em evidência na área de eletrônica de potência, a busca por novas topologias tem considerado aspectos chave como redução do número total de componentes e minimização dos esforços de tensão, bem como a obtenção de densidade de potência e rendimento elevados. Nesse âmbito, a literatura dispõe de uma vasta gama de opções, sendo que algumas propostas foram brevemente analisadas e discutidas.

De forma geral, os conversores buck e boost quadráticos inicialmente propostos em [9] permitem estender os ganhos estáticos das topologias clássicas de forma simples e direta, sendo que

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apenas em [5] foi formalizado o conceito que permite obter novas topologias com essa característica empregando um único interruptor. Assim, este trabalho visa à análise detalhada de duas novas topologias: os conversores Ćuk-buck e boost quadrático baseado na 3SSC, os quais são adequados para aplicações com ampla taxa de conversão.