Universidade Federal do Pará Campus de Tucuruí
Faculdade de Engenharia Elétrica
Conversor Boost Aplicado a Correção do Fator de Potência Em Fontes de Alimentação Chaveada
por
Wallison Richard de Abreu Martins
Tucuruí-Pará-Brasil 2013
Universidade Federal do Pará Campus de Tucuruí
Faculdade de Engenharia Elétrica
Conversor Boost Aplicado a Correção do Fator de Potência Em Fontes de Alimentação Chaveada
por
Wallison Richard de Abreu Martins
Tucuruí-Pará-Brasil 2013
Universidade Federal do Pará Campus de Tucuruí
Faculdade de Engenharia Elétrica
Wallison Richard de Abreu Martins
Conversor Boost Aplicado a Correção do Fator de Potência Em Fontes de Alimentação Chaveada
Trabalho de Conclusão de Curso apresentado à Faculdade de Engenharia Elétrica da Universidade Federal do Pará, para obtenção do título de Engenheiro Eletricista
Orientador: Prof. Dr. Ewerton Ramos Granhen
Tucuruí-Pará-Brasil 2013
ii
Universidade Federal do Pará Campus de Tucuruí
Faculdade de Engenharia Elétrica
Conversor Boost Aplicado à Correção do Fator de Potência Em Fontes de Alimentação Chaveada
Autor: Wallison Richard de Abreu Martins
Trabalho de Conclusão de Curso submetido à avaliação da banca examinadora aprovada pelo colegiado do Curso de Engenharia Elétrica, da Universidade Federal do Pará e julgada adequada para obtenção do título de Engenheiro Eletricista.
Apresentada e aprovada em ___ / ___ / 2013.
Banca Examinadora:
______________________________
Prof. Dr. Ewerton Ramos Granhen (Orientador – UFPA)
______________________________
Prof(a). Dr(a). Luciana Pereira Gonzalez (UFPA)
______________________________
Prof. Janilson Leão de Souza (UFPA)
iii
Agradecimentos
A Deus, em primeiro lugar;
Aos meus pais, que sempre estiveram presentes na minha vida e me apoiaram durante essa jornada;
A todos os professores da faculdade de Engenharia Elétrica, em especial ao professor Ewerton Granhen, pela orientação e oportunidade, e a banca avaliadora deste trabalho.
Aos amigos da turma de 2009;
iv
“O sucesso nasce do querer, da determinação e persistência em se chegar a um objetivo. Mesmo não atingindo o alvo, quem busca e vence obstáculos, no mínimo fará coisas admiráveis”.
(José de Alencar)
v
Sumário
Lista de Símbolos e Abreviações ... viii
Lista de Figuras ... x
Lista de Tabelas ... xiii
Resumo ... xiv
Abstract ... xv
1 Introdução ... 1
2 O Conversor Boost e Sua Aplicação em PFC – “Power Factor Correction” .... 5
2.1 Considerações Iniciais ... 5
2.2 Princípio de Operação do Conversor Boost ... 5
2.2.1. Modo de Condução Contínua ... 8
2.2.2. Modo de Condução Descontínua ... 8
2.3. Conversor Boost Aplicado à Correção do Fator de Potência ... 9
2.3.1. Conceitos e Definições ... 9
2.3.2. Normatização ... 11
2.3.3. O Retificador Boost ... 13
2.4. Circuito de Controle ... 15
2.4.1. Principais Técnicas Ativas Para Correção do Fator de Potência 16 2.4.1.1. Controle Por Corrente de Pico ... 17
2.4.1.2. Controle Por Histerese ... 18
2.4.1.3. Controle Por Portadora Programada ... 19
2.4.1.4. Controle Por Corrente Média ... 21
2.5. Circuito Integrado UC3854 ... 24
2.5.1. Características do Circuito Integrado UC3854 ... 24
2.5.2. Configuração do CI UC3854 ... 27
2.5.2.1. Tensão de Alimentação do CI ... 28
2.5.2.2. Multiplicador/Divisor ... 28
vi
2.5.2.3. Proteção de Sobrecorrente ou Sobretensão ... 29
2.5.2.4. Frequência de Chaveamento ... 30
2.5.2.5. Compensador de Erro de Corrente ... 30
2.5.2.6. Compensador de Tensão ... 31
3 Projeto do Conversor Proposto ... 34
3.1 Considerações Iniciais ... 34
3.2 Especificações Gerais de Projeto ... 36
3.3 Dimensionamento do Circuito de Potência ... 37
3.3.1. Indutor Boost ... 37
3.3.2. Capacitor de Saída ... 38
3.3.3. Ponte Retificadora/Chave/Diodo Boost ... 39
3.4. Dimensionamento do Circuito de Controle ... 39
3.4.1. Resistor Shunt... 39
3.4.1.1. Determinação da Corrente Máxima No Conversor Ipk(máx).... 40
3.4.1.2. Cálculo do Resistor Shunt ... 40
3.4.2. Especificação dos Resistores do Divisor de Tensão Que Estabelece o Limite de Corrente Máxima no Conversor. (Proteção Contra Sobrecarga) ... 40
3.4.3. Resistores de Polarização das Entradas Vff e Iac do Multiplicador Analógico ... 42
3.4.3.1. Cálculo dos Resistores Que Compõe a Malhade Entrada Vff 42 3.4.3.2. Especificação do Resistor Rvac Que Limita a Corrente de Entrada do Multiplicador ... 43
3.4.3.3. Especificação do Resistor Rb1 Que Limita a Corrente Constante de Entrada do Multiplicador ... 43
3.4.3.4. Especificação do Resistor Rset e Rmo Que Limitam a Máxima Corrente de Saída do Multiplicador ... 44
3.4.4. Especificação do Capacitor Ct Que Determinará a Frequência de Chaveamento do Conversor ... 45
3.4.5. Compensação do Amplificador de Erro de Corrente ... 45
3.4.5.1. Ganho do Amplificador Na Frequência de Chaveamento ... 45
vii
3.4.5.2. Especificação dos Resistores Que Compõe a Malha de Ganho do
Amplificador de Corrente (Rci e Rcz) ... 46
3.4.5.3. Frequência de Corte da Realimentação de Corrente ... 46
3.4.5.4. Especificação dos Capacitores Ccz e Ccp da Malhda de Realimentação de Corrente ... 46
3.4.6. Compensação do Amplificador de Erro de Tensão ... 47
3.4.6.1. Determinação do Valor de Pico do “Ripple” da Tensão de Saída... ... 47
3.4.6.2. Determinação do Ganho Gva da Saída do Amplificador... 48
3.4.6.3. Especificação dos Componentes da Rede de Realimentação da Tensão de Saída do Conversor (Rv1, Rvd, Cvf, Rvf) ... 48
3.4.7. Especificação dos Capacitores Cff1 e Cff2 da Malha “Feedforward” 49 3.5. Simulação do Circuito ... 51
3.5.1. Ensaio da Ponte Retificadora Convencional. ... 52
3.5.2. Ensaio do Retificador Boost Sob Condições Nominais de Funcionamento ... 54
3.5.3. Ensaio do Retificador Boost Operando Com Carga Abaixo da Nominal ... 58
3.5.4. Ensaio do Retificador Boost Para Perturbação de Carga ... 60
4 Considerações Finais ... 64
Referências ... 66
Anexo I ... 69
viii
Lista de Símbolos e Abreviações
θ Ângulo de Deslocamento de Fase da Corrente em Relação à Tensão
Variação da Corrente
Ciclo de Trabalho ou Razão Cíclica
ABNT Associação Brasileira de Normas Técnicas ANEEL Agência Nacional de Energia Elétrica
CA Corrente Alternada
CC Corrente Contínua
CCP Capacitor da Malha de Realimentação de Corrente CCZ Capacitor da Malha de Realimentação de Corrente Cff1 Capacitor da Malha de Feedforward
Cff2 Capacitor da Malha de Feedforward CI Circuito Integrado
Co Capacitor do Filtro de Saída D Diodo do Conversor Boost EMI Interferência Eletromagnética
FP Fator de Potência
GCA Ganho do Amplificador de Erro de Corrente Gff Ganho de Atenuação da Malha Feedforward
GND Ground
GVA Ganho do Amplificador de Erro de Tensão ICo Corrente no Capacitor do Filtro de Saída IEC International Electrotechnical Commission IEEE Institute of Electrical and Electronics Engineers Ig(t) Corrente Instantânea de Entrada do Conversor Boost Iin Corrente de Entrada
IL Corrente no Indutor
Imo Corrente de Saída do Multiplicador Analógico Io Corrente de Saída do Conversor
L Indutor Boost
MCC Modo de Condução Contínua MCD Modo de Condução Descontínua
ONS Operador Nacional do Sistema Elétrico
P Potência Ativa
PAC Ponto de Acoplamento Comum PFC Power Correction Factor
PWM Pulse Widht Modulation – “Modulação Por Largura de Pulsos”
Rb1 Resistor Limitador da Corrente CC na Entrada do Multiplicador
ix
Rci Resistor da Malha de Ganho do Amplificador de Corrente Rcz Resistor da Malha de Ganho do Amplificador de Corrente Rff1 Resistor do Divisor de Tensão – Malha de Entrada Vff
Rff2 Resistor do Divisor de Tensão – Malha de Entrada Vff
Rff3 Resistor do Divisor de Tensão – Malha de Entrada Vff
RFI Interferência de Rádio Frequência
Rmo Resistor Limitador da Corrente de Saída do Multiplicador RMS Root Mean Square
Rpk1 Resistor do Divisor de Tensão Rpk2 Resistor do Divisor de Tensão
Rs Resistor Shunt
Rvac Resistor Limitador da Corrente de Entrada do Multiplicador Rvd Resistor da Rede de Alimentação da Tensão de Saída
Rvf Resistor da Rede de Alimentação da Tensão de Saída
S Potência Aparente
SS Soft Start
THD Taxa de Distorção Harmônica Total “Total Harmonic Distorsion”
Tx Tempo Onde a Corrente no Indutor é Igual a Zero Vff Tensão Feedforward
Vffc Tensão Feedforward (Outro Nó do Divisor)
Vg(t) Tensão Instantânea de Entrada no Conversor Boost Vin Tensão de Entrada
Vo Tensão de Saída
Vpk (max) Valor de Pico da Tensão de Entrada
Vs Tensão Na Chave Semicondutora Vvao Sinal de Tensão no Pino 7 do UC3854 Vvea Voltage Error Amplifier
x
Lista de Figuras
Figura 1.1: Circuito Retificador Convencional. (Adaptado de [2]). ... 2 Figura 1.2: Formas de Onda do Retificador Convencional. (Adaptado de [4]). ... 2 Figura 2.1: Configuração do Conversor Boost. (Adaptado de [16]). ... 6 Figura 2.2: 1ª Etapa de Operação do Conversor Boost - Acúmulo de Energia.
(Adaptado de [16]). ... 6 Figura 2.3: 2ª Etapa de Operação do Conversor Boost - Transferência de Energia.
(Adaptado de [16]). ... 6 Figura 2.4: Formas de onda do Conversor Boost operando no (a) Modo de condução contínua; (b) Modo de condução descontínua. (Adaptado de [16]). ... 7 Figura 2.5: Ângulo de Defasagem Entre Tensão e Corrente. (Extraído de [17]). .. 10 Figura 2.6: Relação Entre Fator de Potência e Distorção Harmônica Total.
(Adaptado de [12]). ... 11 Figura 2.7: Topologia do Retificador Boost. (Adaptado de [2]) ... 14 Figura 2.8: Formas de Onda do Retificador Boost Em Modo Descontínuo.
(Adaptado de [4]). ... 14 Figura 2.9: Formas de Onda do Retificador Boost Em Modo Contínuo. (Adaptado de [4]). ... 15 Figura 2.10: Configuração Básica de Um Circuito de Controle Para Correção do Fator de Potência. (Adaptado de [23]). ... 16 Figura 2.11: Retificador Boost Com Controle Por Corrente de Pico. (Extraído de [3]). ... 17 Figura 2.12: Retificador Boost Com Controle da Corrente Por Histerese. (Extraído de [3]). ... 18 Figura 2.13: Tensão de Entrada e Corrente de Entrada do Retificador Boost Com Controle da Corrente Por Histerese. (Extraído de [3]). .... 19 Figura 2.14: Retificador Boost Monofásico Com Controle Por Portadora Programada. (Extraído de [3]). ... 20 Figura 2.15: Retificador Boost Monofásico Com Controle Convencional. (Extraído de [3]). ... 22 Figura 2.16: Tensão de Entrada e Corrente de Entrada do Retificador Boost Com Controle Clássico. (Extraído de [3]). ... 23
xi
Figura 2.17:Arquitetura Interna do CI UC3854. (Extraído de [23])... 25 Figura 2.18: Pinagem do CI UC3854. (Adaptado de [23]). ... 25 Figura 2.19: Filtro Passa Baixa de Segunda Ordem – Obtenção de Vff. (Adaptado de [27]). ... 29 Figura 2.20: Circuito Para Compensação de Erro de Corrente. (Extraído de [27]).
... 31 Figura 2.21: Compensador de Tensão. (Extraído de [27]). ... 32 Figura 3.1: Circuito Retificador Boost Utilizado Como Base. (Extraído de [23]). . 35 Figura 3.2: Retificador Boost Proposto no PSIM. ... 52 Figura 3.3: Formas de Onda da Corrente (Em Vermelho) e Tensão de Entrada (Em Azul) do Circuito Retificador Convencional Mostrado na Figura 1.1, Para Uma Operação em 127 V. ... 53 Figura 3.4: Formas de Onda da Corrente (Em Vermelho) e Tensão de Entrada (Em Azul) do Circuito Retificador Convencional Mostrado na Figura 1.1, Para Uma Operação em 220 V. ... 53 Figura 3.5: Amostra da Corrente de Entrada do Retificador Boost Operando a 80 V Com Carga Nominal. ... 54 Figura 3.6: Sobreposição das Formas de Onda da Corrente de Entrada (Em Vermelho) e Tensão de Entrada (Em Azul) do Retificador Boost Operando a 80 V Com Carga Nominal. ... 54 Figura 3.7: Amostra da Corrente de Entrada do Retificador Boost Operando a 127 V com Carga Nominal. ... 55 Figura 3.8: Sobreposição das Formas de Onda da Corrente de Entrada (Em Vermelho) e Tensão de Entrada (Em Azul) do Retificador Boost Operando a 127 V Com Carga Nominal. ... 55 Figura 3.9: Amostra da Corrente de Entrada do Retificador Boost Operando a 220 V com Carga Nominal. ... 55 Figura 3.10: Sobreposição das Formas de Onda da Corrente de Entrada (Em Vermelho) e Tensão de Entrada (Em Azul) do Retificador Boost Operando a 220 V Com Carga Nominal. ... 56 Figura 3.11: Amostra da Corrente de Entrada do Retificador Boost Operando a 270 V com Carga Nominal. ... 56 Figura 3.12: Sobreposição das Formas de Onda da Corrente de Entrada (Em Vermelho) e Tensão de Entrada (Em Azul) do Retificador Boost Operando a 270 V Com Carga Nominal. ... 56 Figura 3.13: Amostra da Corrente de Entrada do Retificador Boost Proposto por [10] operando a 127 V e Com Carga Nominal (800W). (Extraído de [10]). ... 57 Figura 3.14: Sobreposição das Formas de Onda da Corrente de Entrada e Tensão de Entrada do Retificador Boost Proposto por [10] Operando a 220 V Com Carga Nominal. (Extraído de [10]). ... 58
xii
Figura 3.15: Sobreposição das Formas de Onda da Corrente de Entrada (Em Vermelho) e Tensão de Entrada (Em Azul) do Retificador Boost Operando a 127 V Com 75% da Sua Carga Nominal. ... 58 Figura 3.16: Sobreposição das Formas de Onda da Corrente de Entrada (Em Vermelho) e Tensão de Entrada (Em Azul) do Retificador Boost Operando a 127 V Com 50% da Sua Carga Nominal. ... 59 Figura 3.17: Sobreposição das Formas de Onda da Corrente de Entrada (Em Vermelho) e Tensão de Entrada (Em Azul) do Retificador Boost Operando a 127 V Com 25% da Sua Carga Nominal. ... 59 Figura 3.18: Sobreposição das Formas de Onda da Corrente de Entrada (Azul Claro), e Tensão de Entrada (Azul Escuro), Para: (a) Operando com Tensão e Potência Nominal; (b) Operando com Tensão Nominal e 50% da Potência.
(Extraído de [3]). ... 60 Figura 3.19: Ensaio Com Variação de Carga de: (a) 100% para 50% da Potência;
(b)100% para 25% da Potência. ... 61 Figura 3.20: Ensaio Com Variação de Carga de: (a) 25% para 100% da Potência;
(b)50% para 100% da Potência. ... 62 Figura 3.21: Ciclo de Trabalho do Dispositivo de Chaveamento com operação em (a) 127 V; (b) 220 V. (Extraído de [29]). ... 63
xiii
Lista de Tabelas
Tabela 3.1: Especificações Gerais do Projeto. ... 37
Tabela 3.2: Parâmetros do Circuito de Potência do Conversor Proposto. ... 39
Tabela 3.3: Parâmetros do Circuito de Controle ... 51
Tabela 3.4: Resultados da Simulação do Circuito Retificador Convencional. ... 53
Tabela 3.5: Resultados do Ensaio do Retificador Boost Sob Condições Nominais de Funcionamento ... 57
Tabela 3.6: Resultados do Ensaio do Retificador Boost Operando Com Carga Abaixo da Nominal... 59
Tabela 4.1: Valores Comerciais de Resistores. ... 69
Tabela 4.2: Valores Comerciais de Capacitores. ... 69
Tabela 4.3: Valores Comerciais de Indutores. ... 70
xiv
Resumo
O trabalho aborda o estudo da aplicação de um conversor CC-CC elevador, tipo boost, à correção do fator de potência em fontes de alimentação chaveada. A utilização deste conversor como circuito pré-regulador (PFC), origina um retificador de alta qualidade, que visa garantir a fonte um fator de potência próximo da unidade, a atenuação da injeção de conteúdo harmônico da corrente na rede, e a regulação da tensão de saída para uma faixa de alimentação especificada. A partir da idealização deste circuito na forma de um protótipo virtual, foram realizadas simulações a fim de analisá-lo e verificar seu desempenho frente a retificadores convencionais. Optou-se pela operação do conversor no modo de condução contínua (MCC), e o controle por corrente média, feito pelo CI UC3854, o qual também é responsável pela regulação da tensão de saída. De modo geral, serão apresentadas as etapas e os modos de funcionamento do conversor, a descrição do circuito integrado utilizado, o dimensionamento dos componentes, além da montagem do protótipo virtual, os ensaios realizados e os resultados obtidos.
Palavras-Chave: Conversor Boost; CI UC3854; Correção do Fator de Potência.
xv
Abstract
The work deals with the study of the application to a DC-DC converter, Boost type, for correct the power factor in switched power supplies. Use of this converter as pre-regulator circuit (PFC), originates a high quality rectifier, which aims to ensure the power factor of the source close to unity, the attenuation of injecting harmonic current in the electric grid, and the regulation of the output voltage for a power range specified. From the idealization this circuit as a virtual prototype, simulations were performed in order to analyze it and check its performance compared to conventional rectifiers. We opted for the operation of the converter in continuous conduction mode (CCM), and control for average current, made by IC UC3854, which is also responsible for regulating the output voltage. In general, in this work the steps and modes of operation of the converter, a description of the integrated circuit used, the dimensioning of components, besides of assembly the virtual prototype, the tests performed and the results obtained will be presented.
Key-Words: Boost Converter; IC UC3854; Power Factor Correction.
1
Capítulo 1
1 Introdução
Durante muito tempo, a grande maioria das cargas ligadas à rede elétrica comercial apresentava comportamento linear, de forma que a corrente drenada por elas possuía apenas componente senoidal na mesma frequência da tensão.
Este panorama permaneceu até as décadas de 1930 e 1940, onde apesar da extensiva utilização de válvulas e outros dispositivos não-lineares, tais cargas não representavam um problema para a rede elétrica.
O cenário começou a mudar, em 1957, quando a General Electric anunciou o desenvolvimento do tiristor, inicialmente denominado de SCR (Silicon Controlled Rectifier), para diferenciá-lo do diodo normal (Silicon Rectifier), o que deu origem à Eletrônica de Potência atual [1]. A invenção desse componente foi responsável direto por um grande surto de evolução tecnológica, que se estendeu pelos anos 60 e 70.
Tal evolução marcada pela criação de novos equipamentos eletroeletrônicos, também gerou um contingente de problemas, especialmente no âmbito da qualidade da energia elétrica, com o crescimento e disseminação das cargas não- lineares.
A expansão desse tipo de carga se deve ao fato das fontes utilizadas por estes equipamentos comumente apresentar no primeiro estágio, um circuito de retificação, responsável pela conversão da tensão alternada para contínua.
A problemática consiste no fato destes circuitos retificadores serem, basicamente, topologias clássicas, nas quais utilizam tradicionalmente uma ponte retificadora a diodos e um capacitor de valor expressivo na saída, conforme mostra a figura 1.1.
2
Figura 1.1: Circuito Retificador Convencional. (Adaptado de [2]).
Nos circuitos retificadores convencionais quando o valor da tensão no capacitor (lado CC) torna-se maior que o da tensão de alimentação (lado CA), os diodos da ponte retificadora ficam bloqueados e a corrente de saída é fornecida exclusivamente pelo próprio capacitor, o qual vai se descarregando até que o valor da tensão de entrada se torne maior, recarregando-o novamente.
O fato de este carregamento ocorrer somente nos instantes onde a tensão de alimentação passa por seus valores máximos (positivo e negativo), faz com que a forma de onda da corrente de entrada (Iin) nos circuitos retificadores, seja muito diferente de uma senoide, sendo composta por picos altos e de curta duração (Ver figura 1.2), caracterizando-os como uma carga não-linear [3,4].
Figura 1.2: Formas de Onda do Retificador Convencional. (Adaptado de [4]).
3
A circulação dessa corrente de formato descontínuo e pulsado provoca a injeção de alto conteúdo harmônico na rede elétrica, e um baixo fator de potência da instalação, trazendo consequências adversas para todo sistema, desde a geração até as próprias cargas, tais como: a distorção da forma de onda da tensão da rede, aquecimento e redução na vida útil de transformadores e motores de indução, sobredimensionamento da fiação elétrica, falhas nos sistemas de proteção, limitação de potência ativa a ser absorvida da rede de alimentação, possível má operação dos demais equipamentos conectados à mesma rede, entre outras [1,3,5,6,7].
Em virtude dos problemas citados, normas internacionais [8,9] foram estabelecidas com o intuito de limitar os níveis das componentes harmônicas injetadas na rede. Em função disto, técnicas baseadas na correção do fator de potência (PFC – Power Factor Correction) passaram a ser desenvolvidas para adequar as fontes de alimentação a estas normatizações, aumentar a eficiência do estágio retificador e reduzir o consumo de energia [1,10].
De maneira geral, tais técnicas são classificadas em: de Correção Passiva e de Correção Ativa [3,4,6,11].
A Correção Passiva compreende a introdução de um filtro na entrada da fonte (geralmente um passa-baixa) utilizando apenas componentes passivos (resistores, capacitores, indutores). Circuitos passivos possuem qualidades como: robustez, alta confiabilidade, insensibilidade a surtos e uma operação silenciosa. No entanto, possuem diversas desvantagens: são pesados e volumosos; afetam as formas de onda na frequência fundamental; Não possibilitam regulação da tensão; a resposta dinâmica é pobre e o correto dimensionamento não é simples.
Se bem projetado, este tipo de correção garante um fator de potência de até 0,9.
Na correção ativa, utilizam-se componentes não-lineares (semicondutores) associados a elementos passivos. O circuito de correção ativa do fator de potência (PFC ativo) mantém tanto o fator de deslocamento quanto o fator de potência do retificador próximos da unidade, fazendo com que o equipamento passe a se comportar como uma carga resistiva ao sistema elétrico. Por estes motivos, tais circuitos também são conhecidos como pré-reguladores.
4
Joao Carlos Giacomim em sua dissertação de mestrado [6], de 1998, comprovou a obtenção de resultados satisfatórios quanto à utilização de circuitos pré- reguladores em retificadores.
Estudos mais recentes [3,10,12,13,14], já tratam da utilização de conversores CC-CC nas fontes retificadoras, como uma técnica notável para obtenção de um alto fator de potência e baixo nível de distorção harmônica. O assunto é alvo de muitas pesquisas, o que ao decorrer do tempo aprimorou o uso dessa técnica, citando como exemplo, a criação de circuitos integrados com múltiplas funções, capazes de realizar o controle, o comando e a proteção desses circuitos pré- reguladores, tornando as fontes chaveadas mais simples e mais confiáveis.
Assim, baseando-se nas ideias qualitativas de materiais que abordam a utilização de técnicas de correção do fator de potência a partir de circuitos pré- reguladores, e nos seus respectivos resultados obtidos [1,2,3,6,10,11,12,13,14,15], este trabalho tem como objetivo o desenvolvimento de um retificador de alto fator de potência utilizando um conversor boost operando com uma técnica de controle capaz de mitigar o conteúdo harmônico de corrente, e, proporcionar um fator de potência próximo da unidade. A partir disto, será analisado o seu desempenho quando submetido a situações adversas, e frente a circuitos retificadores convencionais.
5
Capítulo 2
2 O Conversor Boost e Sua Aplicação em PFC –
“Power Factor Correction”
2.1. Considerações Iniciais
Para que se atinja o objetivo deste trabalho, faz-se necessário, primeiramente, um embasamento teórico sobre o assunto.
Para tanto, neste capítulo, será feita a abordagem do princípio de funcionamento do conversor boost e da sua aplicação à correção do fator de potência, além de apresentar o CI UC3854, que corresponde a uma das alternativas de controle do circuito proposto, e, que foi adotado na implementação do protótipo virtual utilizado nos ensaios.
2.2. Princípio de Operação do Conversor Boost
O conversor boost, ou conversor “step-up”, é um dos circuitos eletrônicos que compõe as topologias básicas das fontes de alimentação chaveadas. A estrutura topológica desse conversor realiza a função de, a partir de uma fonte de tensão fixa na entrada, fornecer uma tensão de valor maior na saída.
Sua estrutura é composta por um indutor L (também chamado de indutor boost), um capacitor de saída Co e dois dispositivos semicondutores: uma chave semicondutora S, e um diodo D (também chamado de diodo boost), conforme mostra a figura 2.1.
6
Figura 2.1: Configuração do Conversor Boost. (Adaptado de [16]).
Este circuito possui duas etapas de funcionamento, podendo ser em modo contínuo ou descontínuo. A 1ª etapa, mostrada na figura 2.2, inicia-se quando a chave S é fechada. A tensão de entrada Vin é aplicada no indutor L, ficando o diodo inversamente polarizado. Nesta etapa, a energia acumula-se em L, e o capacitor Co é quem alimenta a carga. A 2ª etapa, ilustrada na figura 2.3, começa com o desligamento da chave, onde o diodo entra em condução, e a energia armazenada no indutor L irá carregar o capacitor Co e alimentar a carga R.
Figura 2.2: 1ª Etapa de Operação do Conversor Boost - Acúmulo de Energia. (Adaptado de [16]).
Figura 2.2: 2ª Etapa de Operação do Conversor Boost - Transferência de Energia.
(Adaptado de [16]).
Os modos de operação, que possuem suas formas de onda demonstradas na figura 2.4, são definidos durante a 2ª etapa do funcionamento do conversor de acordo com o comportamento da corrente no indutor. Nesta etapa o indutor deve
7
repassar a energia armazenada para o restante do circuito. Caso a corrente no indutor chegue a zero durante este período diz-se que o conversor esta operando em modo descontínuo, se não em modo contínuo [16]. A escolha do modo de operação do conversor influencia na sua dinâmica e concepção de controle.
Figura 2.3: Formas de onda do Conversor Boost operando no (a) Modo de condução contínua; (b) Modo de condução descontínua. (Adaptado de [16]).
As grandezas demonstradas no gráfico são:
- → Tensão de Entrada;
- → Corrente de Entrada no Conversor;
- → Corrente no Indutor L;
- → Corrente no Dispositivo de Chaveamento S;
- → Corrente no Diodo Boost D;
- → Corrente de Saída;
- → Tensão no Indutor L;
- → Tensão no Dispositivo de Chaveamento S;
- → Tensão de Saída;
- → Intervalo de Condução do Dispositivo de Chaveamento;
8
- → Intervalo Onde a Corrente no Indutor é Igual a Zero;
- → Intervalo de Condução do Diodo Boost D;
- → Período da Frequência de Operação da Chave.
2.2.1. Modo de Condução Contínua
No momento em que a chave S é aberta, e a energia armazenada em L é transferida para a saída do circuito, recarregando o capacitor e alimentando a carga, tem-se que no modo contínuo, ao se iniciar o ciclo seguinte, ainda existe corrente pelo indutor. Quando a chave está conduzindo (intervalo ), a tensão sobre a indutância ( ) é igual à tensão de alimentação ( ). Durante a condução do diodo de saída, esta tensão, , se torna igual à diferença de potencial entre a entrada e a saída do conversor, ou seja, . Do balanço de tensões, obtém-se a relação estática no modo contínuo através da equação 2.1.
(2.1) Onde, é a razão cíclica, ou ciclo de trabalho, dada pela razão do tempo em que o semicondutor está conduzindo ( ), pelo período total de chaveamento ( ).
Teoricamente, a tensão de saída deveria alcançar valores infinitos para ciclos de trabalho que tendam a unidade. No entanto, devido principalmente às perdas resistivas da fonte, dos semicondutores e do indutor, o valor máximo da tensão fica limitado, uma vez que a potência dissipada se torna maior do que a potência entregue à saída [16].
2.2.2. Modo de Condução Descontínua
Caso durante a condução do diodo de saída, a energia armazenada na indutância durante a condução do transistor se esgote, ou seja, se a corrente vai a zero, tem-se caracterizado o modo de condução descontínuo. Neste caso, surge um terceiro intervalo, chamado de Tx na figura 2.4, no qual não existe corrente no indutor. A característica estática é escrita pela equação 2.2.
(2.2)
9
O limiar para a passagem de uma situação de condução contínua para descontínua ocorre quando a variação da corrente ( ) é igual ao dobro da corrente média de entrada que passa pelo indutor, . Esta situação implica num limite inferior para a indutância, a qual depende de um valor mínimo para a corrente de saída. Para permitir condução contínua a indutância deve respeitar a equação 2.3.
(2.3) No modo de condução descontínua, a chave entra em condução com corrente zero e o diodo desliga também com corrente nula, o que colabora para reduzir as perdas da topologia. Por outro lado, para obter uma mesma corrente média de entrada os valores de pico da corrente devem ser maiores, aumentando as perdas em condução [16].
2.3. Conversor Boost Aplicado à Correção do Fator de Potência
2.3.1. Conceitos e Definições
O fator de potência é definido como a relação entre a potência ativa e o produto dos valores RMS de tensão e corrente da entrada, produto este chamado de potência aparente, conforme descrito na expressão 2.4. Se uma carga for puramente resistiva, a potência ativa de entrada e a potência aparente serão exatamente iguais, caracterizando um fator de potência unitário. Caso contrário, o fator terá um valor inferior [4,12].
(2.4) Também podendo ser escrito pela equação 2.5:
(2.5)
Onde T é o período da tensão de rede, , a tensão de entrada e , a corrente de entrada. Se considerarmos que tanto , e , mantêm seu
10
caráter senoidal (caso ideal), isto nos leva a definição tradicional para o fator de potência, dado pela equação 2.6,
(2.6) Onde representa o deslocamento de fase da corrente em relação à tensão [11], ilustrado na figura 2.5.
Figura 2.4: Ângulo de Defasagem Entre Tensão e Corrente. (Extraído de [17]).
O baixo fator de potência pode ser o resultado do deslocamento de fase entre tensão e corrente da carga, ou da presença de distorções harmônicas nestas grandezas.
As distorções harmônicas são índices de presença de cargas não-lineares no sistema elétrico. A Distorção Harmônica Total de Corrente (do Inglês THD – Total Harmonic Distorsion) é definida como sendo a relação entre o valor RMS das componentes harmônicas da corrente ( ) e a fundamental ( ). Pode-se determiná-la através da expressão 2.8.
(2.8) A relação entre fator de potência – PF (“Power Factor”) e Distorção Harmônica Total de Corrente – THD pode ser demonstrada pela expressão 2.9 [12].
(2.9)
11
Esta expressão (2.9) determina o fator de potência para elementos de circuitos submetidos a tensões perfeitamente senoidais e quaisquer correntes periódicas, com período igual ao da tensão. Nota-se que se a corrente não for distorcida, tal expressão se reduz à apresentada em 2.6.
A figura 2.6 mostra o gráfico da relação aproximada entre o fator de potência e a distorção harmônica total da corrente. Através da figura, percebe-se que o fator de potência só é degradado para elevados índices de distorções harmônicas, o que ocorre justamente na presença de cargas com características não-lineares.
Figura 2.5: Relação Entre Fator de Potência e Distorção Harmônica Total. (Adaptado de [12]).
Logo, pode-se concluir que tanto o deslocamento de fase entre as formas de onda da tensão e da corrente na frequência fundamental, como as distorções harmônicas na corrente da linha, minimizam a capacidade de fornecimento de potência útil pela rede elétrica de alimentação. Neste sentido, existem normas internacionais que regulamentam os valores máximos das harmônicas de corrente que um dispositivo ou equipamento pode injetar na linha de alimentação [12].
2.3.2. Normatização
Como mencionado no Capítulo 1, para tentar resolver o problema da introdução de harmônicos na rede, várias organizações internacionais têm desenvolvido regulamentações. A primeira norma sobre harmônicos de baixa
12
frequência foi criada na Europa, em 1969, quando o Comitê Europeu de Normalização Eletrotécnica (CENELEC) e a Comissão Eletrotécnica Internacional (IEC) formaram grupos para estudar os efeitos dos harmônicos causados por equipamentos usados em aplicações domésticas.
Atualmente, a norma IEC 61000-3-2 (2005) [8] e a recomendação IEEE 519 (1992) [9] são as com maior potencial de aplicação em todo o mundo.
A norma IEC 61000-3-2 de 2005, criada pela “International Electrotechnical Commission” aborda o assunto de limites para introdução de correntes harmônicas (corrente de entrada em equipamentos menores ou iguais a 16 A por fase). O objetivo dessa norma é tratar da limitação de introdução de corrente harmônica em sistemas de suprimento de energia elétrica. Ela especifica os limites máximos de componentes harmônicas da corrente de entrada que podem ser produzidas pelo equipamento testado sob condições específicas. Na Europa, a Comunidade Europeia tem dado força de lei a diversas normas IEC, o Brasil por sua vez é associado ao IEC através da ABNT, desta forma, todas as normas IEC sem equivalente nacional aplicam-se ao país [8].
O IEEE (“Institute of Electrical and Electronics Engineering”) gerou o documento IEEE Standard 519-1992 – Recommended Practice and Requeriments for Harmonic Control in Electric Power Systems que não possui peso de lei, constitui apenas recomendações técnicas não se tratando, portanto, de uma norma. O documento trata do controle de harmônicas no sistema elétrico de potência.
Essa recomendação [9] descreve os principais fenômenos causadores de distorção harmônica, assim como seus efeitos, indica métodos de medição e define os limites de distorção harmônica (de tensão e corrente) aceitáveis em um sistema de potência. Os limites de distorção harmônica estabelecidos referem-se aos valores medidos no ponto de acoplamento comum (PAC) do consumidor à rede elétrica e não individualmente em cada equipamento. Dessa forma, a filosofia deste conjunto de recomendações é a de que o que ocorre dentro de uma instalação não é de interesse, mas sim o que essa instalação acarreta ao exterior, ou seja, para os demais consumidores conectados ao mesmo sistema de alimentação.
13
No Brasil, para a rede básica de energia, o Operador Nacional do Sistema (ONS) estabelece desde 2002 parâmetros de qualidade para a tensão suprida.
Mas, do ponto de vista do consumidor, as restrições a serem consideradas são, na imensa maioria, as do sistema de distribuição. A Agência Nacional de Energia Elétrica (Aneel), no documento “Procedimentos de Distribuição de Energia elétrica no Sistema Elétrico Nacional” [18], propõe valores para a distorção harmônica da tensão no sistema de distribuição.
2.3.3. O Retificador Boost
A aplicação do conversor boost para correção do fator de potência tem se tornado bastante popular devido sua simplicidade, desempenho, rendimento e baixo custo, sendo ele largamente empregado para atender os requisitos exigidos pelas normas que se referem a harmônicos de baixa-frequência.
Além disso, o conversor boost possui as seguintes vantagens estruturais, que favorecem sua utilização como circuito pré-regulador [4]:
- Presença de um indutor na entrada que absorve variações bruscas na tensão de rede (“spikes”), de modo a não afetar o restante do circuito, além de facilitar a obtenção da forma desejada da corrente (senoidal);
- A energia é armazenada no capacitor de saída, o qual opera em alta tensão (Vo>Vin), permitindo valores relativamente menores de capacitância;
- O controle da forma de onda é mantido para todo valor instantâneo da tensão de entrada, inclusive o zero;
- Possui um acionamento simples, uma vez que pode ser feito por um sinal de baixa tensão referenciado ao terra.
O conversor é alocado no estágio de retificação primaria das fontes de alimentação, entre a ponte retificadora e o filtro (capacitor de armazenagem), formando um retificador de alto fator de potência, denominado de retificador boost (o nome do retificador é associado com o conversor que o compõe) conforme mostra a figura 2.7.
14
Figura 2.6: Topologia do Retificador Boost. (Adaptado de [2])
De maneira análoga ao do conversor boost, o retificador formado por ele, também pode operar nos modos de condução contínua e descontínua [4].
Ao operar no modo de condução descontínua, o circuito apresentará valores instantâneos de corrente na entrada igual à zero a cada ciclo de operação da chave. Com frequência de chaveamento constante e modulação por largura de pulso, com o tempo de condução da chave determinado diretamente pelo erro da tensão de saída, o valor de pico da corrente no indutor de entrada será diretamente proporcional à tensão de alimentação. A figura 2.8 mostra as formas de onda típicas, indicando a tensão de entrada (senoidal) e a corrente pelo indutor, o qual é a mesma corrente absorvida da rede e que apresenta uma variação, em baixa frequência, praticamente senoidal.
Figura 2.7: Formas de Onda do Retificador Boost Em Modo Descontínuo. (Adaptado de [4]).
15
Ao operar em modo de condução contínua, o conversor não apresentará valores instantâneos de corrente na entrada igual a zero durante os ciclos de operação da chave. A figura 2.9 mostra as formas de onda típicas do conversor operando no modo de condução contínua.
Figura 2.8: Formas de Onda do Retificador Boost Em Modo Contínuo. (Adaptado de [4]).
De maneira geral, o modo de condução contínua tem sido a topologia mais utilizada entre os boost’s PFC, devido apresentar algumas vantagens perante as demais [19], tais como:
- Introdução de baixa interferência eletromagnética (EMI) e de baixa interferência de rádio frequência (RFI) na rede, reduzindo o tamanho do filtro na entrada;
- Tensão máxima da chave igual à tensão de saída;
- Redução do valor da corrente de pico nos componentes do conversor boost em relação à condução descontínua;
- Tensão de saída maior que o nível CC retificado da linha, proporcionando menores correntes nos componentes do conversor CC/CC;
- Potência e controle possuem a mesma referência de terra, assim o gerador PWM não necessita de isolamento.
Com base nisto, neste trabalho será utilizado o modo de condução contínua evitando grandes esforços de corrente nos dispositivos semicondutores.
2.4. Circuito de Controle
O retificador boost precisa de duas malhas de controle para promover a correção do fator de potência. Um dos elos controla a corrente de entrada e o
16
outro a tensão de saída. O loop de controle da corrente de entrada comanda o conversor para que ele faça com que esta tenha uma forma de onda senoidal. O loop de controle da tensão de saída comanda o conversor para que ele opere como uma fonte de tensão contínua para a carga. Sendo assim, a programação da corrente de entrada do retificador é realizada através da imposição de um sinal PWM especifico para o acionamento do dispositivo de chaveamento. As malhas de controle do retificador utilizam como variáveis, amostras dos sinais de tensão de entrada e saída do circuito de potência do mesmo.
A figura 2.10 mostra a concepção básica para o controle de um retificador boost. Em geral, existem várias topologias de controle que podem ser utilizadas, as quais se podem classificar segundo [5,15], em controle por: corrente de pico [15,20], histerese [21], controle por portadora programada [22] e corrente média instantânea [23].
Figura 2.9: Configuração Básica de Um Circuito de Controle Para Correção do Fator de Potência.
(Adaptado de [23]).
2.4.1. Principais Técnicas Ativas Para Correção do Fator de Potência
As principais técnicas empregadas no controle da corrente do conversor boost, citadas anteriormente, são apresentadas resumidamente a seguir, descrevendo as principais características de cada uma delas.
17
Todas as estratégias a serem apresentadas utilizam o retificador operando em MCC e com modulação PWM (frequência de comutação fixa).
2.4.1.1 Controle Por Corrente de Pico
O Controle por Corrente de Pico [24], também chamado por alguns autores como controle por corrente programada (current programmed control [5]) é demonstrado na figura 2.11. O principio de funcionamento está baseado no controle da corrente instantânea através da comparação com uma corrente de referência, cuja amplitude é regulada pela malha de tensão através de um multiplicador. O ciclo de funcionamento começa com o sinal do clock (CLK), onde o interruptor S é comandado a conduzir e finaliza quando o sinal Vc (t) é maior que o sinal de referência Vir (t), onde o interruptor é bloqueado.
Figura 2.10: Retificador Boost Com Controle Por Corrente de Pico. (Extraído de [3]).
O método de controle por corrente de pico apresenta as seguintes características:
- Corrente de entrada em fase com a tensão;
- Frequência de operação constante;
- Distorção da corrente de entrada próxima de zero;
18
- Controle complexo, sendo necessário, o uso de um sensor de tensão na saída da ponte retificadora para gerar a corrente de referência.
2.4.1.2 Controle Por Histerese
O controle por histerese é outra alternativa para o controle da corrente de entrada no retificador boost [21]. Esta técnica está baseada na limitação da corrente dentro de duas regiões, mediante a qual se controla a comutação do interruptor. A figura 2.12 mostra o esquema de controle por histerese, onde a amplitude da corrente de referência é controlada através do multiplicador. Logo o comparador com histerese gera os limites superior e inferior a partir da corrente de referência.
Figura 2.11: Retificador Boost Com Controle da Corrente Por Histerese. (Extraído de [3]).
Na figura 2.13 tem-se a tensão de entrada junto com a corrente no retificador boost com controle por histerese. No gráfico, percebe-se que a corrente de entrada está limitada por duas regiões. Observa-se que a ondulação da corrente evoluí de zero até um valor máximo no pico da senoide e, além disso, vai acompanhada da variação da frequência de comutação, sendo o ponto crítico no cruzamento por zero da tensão onde os limites inferior e superior são muito próximos.
19
Figura 2.12: Tensão de Entrada e Corrente de Entrada do Retificador Boost Com Controle da Corrente Por Histerese. (Extraído de [3]).
O método de controle por histerese apresenta as seguintes características:
- Corrente de entrada em fase com a tensão;
- Frequência variável;
- Indutor boost de valor reduzido;
- Operação satisfatória somente para cargas constantes;
- Sensível ao ruído;
- Apresenta distorção na passagem por zero;
- Necessita de um sensor da tensão de entrada e de um multiplicador para gerar a corrente de referência, tornando mais complexo tal tipo de controle.
2.4.1.3 Controle Por Portadora Programada
O controle por portadora programada é conhecido na literatura como nonlinear carrier control method [22]. A estrutura básica que representa este tipo de controle pode ser representada pelo esquema mostrado na figura 2.14. Através desta técnica de controle é possível obter um alto fator de potência sem o sinal de referência, isto é, não é necessário o sensor de tensão de entrada.
20
Figura 2.13: Retificador Boost Monofásico Com Controle Por Portadora Programada.
(Extraído de [3]).
Esta técnica de controle está baseada no controle indireto da corrente no indutor mediante leis de controle, onde a corrente é proporcional à razão cíclica desde que se mantenha a tensão de saída constante. Uma das desvantagens desta técnica é a deformação da corrente de entrada originada pela defasagem da mesma em relação à tensão de entrada. O comando do interruptor é feito por meio da razão cíclica gerada a partir do Flip-Flop (FF), onde a frequência de comutação é dada pelo Clock. Nesta configuração o tempo em que o interruptor permanece conduzindo é controlado pelo comparador, o qual compara a corrente monitorada com um sinal não-linear periódico obtido a partir das leis de controle.
As correntes obtidas com a utilização desta técnica são semelhantes às obtidas com o controle por corrente média, com a diferença que a corrente se encontra ligeiramente defasada da tensão de entrada.
O controle da tensão de saída é feito através da malha externa de tensão que regula a amplitude do sinal não-linear, mantendo a tensão de saída constante para uma variação de carga. O critério de ajuste do compensador de tensão é o mesmo utilizado na técnica tradicional.
21
Dentro das principais características do retificador boost com controle por corrente programada, pode-se citar as seguintes:
- Não é necessário um compensador de corrente;
- Não é necessária a geração de uma corrente de referência;
- Circuito de controle simples;
- Corrente de entrada ligeiramente defasada em relação à tensão;
- Apresenta distorção na passagem por zero da corrente;
- Ausência de uma boa regulação da potência entregue à carga;
- Controle indireto da corrente no retificador.
2.4.1.4 Controle Por Corrente Média
Nesta técnica de controle é utilizada uma malha de realimentação em torno do estágio de elevação do conversor, de forma que a corrente média instantânea de entrada tenha a mesma fase e forma de onda da tensão senoidal retificada de entrada. O estágio de elevação compreende a malha que envolve a fonte de entrada, o indutor, e a chave semicondutora S.
Como pode ser observado na figura 2.15, através de um processo de multiplicação/divisão é gerado um sinal de referência de corrente denominado Imo, o qual é comparado a corrente de entrada. O erro entre esses dois sinais passa por um compensador o qual determinará o ciclo de trabalho a ser aplicado à chave semicondutora, de forma que a corrente de entrada siga a forma de onda do sinal Imo, o qual é senoidal e está em fase com a tensão de entrada, produzindo assim um elevado fator de potência. A amplitude do sinal Imo é ajustada através do sinal Ve(t), o qual pode ser gerado a partir de uma malha de realimentação, onde um sinal de referência Vref é comparado a uma amostra da tensão de saída ou da corrente RMS de entrada para controle da opção escolhida. O sinal de referência Vref pode ser obtido a partir de uma fonte fixa [23].
22
Figura 2.14: Retificador Boost Monofásico Com Controle Convencional. (Extraído de [3]).
As entradas do Multiplicador-Divisor que origina a corrente de referência Imo
são as seguintes:
- Entrada de Corrente (A): É uma entrada de sincronismo. Define o formato e frequência da corrente de referência, Imo;
- Regulador de Tensão (B): Este laço tem como função a regulação da tensão de saída. Devido à variação da corrente de carga, este laço de controle de tensão recebe a variação da tensão no capacitor de carga e a mantém constante pela regulação da corrente de linha, de acordo com a mudança de carga exigida. A realimentação de tensão deve possuir uma largura de banda estreita de modo a prevenir a ondulação de tensão (“ripple”), em duas vezes a frequência da linha, proveniente da distorção da forma de onda de corrente, este de interferência anulará o principal objetivo que é minimizar o conteúdo de harmônico da corrente de linha.
- Tensão de Entrada (C): O sinal retificado da rede é atenuado e filtrado, através de um filtro passa baixa, gerando ao multiplicador-divisor um sinal de nível CC proporcional ao valor eficaz da tensão de entrada. Este laço possibilita o ajuste da amplitude da corrente de referência conforme a tensão de entrada.
23
A tensão de saída permanece praticamente constante, mesmo que ocorra um aumento de carga, a corrente de referência cresça, ou se a tensão da rede cair implicando em elevação da amplitude da mesma.
A figura 2.16 mostra a tensão e a corrente de entrada típicas do retificador boost com controle por corrente média. Embora apresente uma pequena distorção na passagem por zero, tem-se uma corrente praticamente senoidal e em fase com a tensão de entrada [3].
Figura 2.15: Tensão de Entrada e Corrente de Entrada do Retificador Boost Com Controle Clássico. (Extraído de [3]).
O controle da corrente pelo método da corrente média possui as seguintes características:
- Corrente de entrada em fase com a tensão;
- Frequência de operação constante;
- A corrente no retificador boost é controlada diretamente através da malha de corrente;
- Necessita de um sensor de tensão na saída da ponte retificadora para gerar a corrente de referência;
- Só permite o monitoramento da corrente no indutor.
O retificador boost com controle por corrente média deu origem ao circuito integrado UC3854, o qual será utilizado na montagem prática deste trabalho.
24
2.5. Circuito Integrado UC3854
O circuito integrado UC3854 foi desenvolvido para reduzir a distorção harmônica na forma de onda da corrente de entrada. Este circuito integrado (CI) monolítico possui todos os artifícios de controle ativo necessários para se obter um fator de potência aproximadamente unitário. Este dispositivo possibilita o projeto de um pré-regulador em condições de operar sobre uma larga faixa de potência da tensão de linha, sem necessidade de levar em consideração a tensão ou frequência da rede local.
Além de ser um dispositivo poderoso para projetos de correção de fator de potência, o CI UC3854 apresenta as seguintes funções complementares [23]:
- Regulador para tensão de referência;
- Comparador para proteção contra sobrecarga;
- Habilitador compatível com a lógica TTL;
- Início Suave (“Soft-Start”).
2.5.1. Características do Circuito Integrado UC3854
No mercado existem várias versões do CI UC3854. As diferenças estão relacionadas basicamente a questões construtivas e a diferença no comparador de tensão. Neste trabalho será adotado o modelo UC3854 da UNITRODE. Nas figuras 2.17 e 2.18 tem o seu diagrama de bloco e a pinagem respectivamente, ambas retiradas de [23,25]
25
Figura 2.16:Arquitetura Interna do CI UC3854. (Extraído de [23]).
Figura 2.17: Pinagem do CI UC3854. (Adaptado de [23]).
A descrição das várias funções da pinagem incorporada no dispositivo é apresentada logo abaixo com base na figura 2.17.
Todos os valores dados são típicos, a menos que indicado de outro modo.
Também, os símbolos dos componentes usados nesta seção correspondem aos da figura 2.17 [26].
- GND (Pino 1) (pino de terra “ground”): É o terminal de referência do circuito integrado, ou seja, todas as tensões medidas são referentes a este terminal.
- PKLMT (Pino 2) (limite de pico): Tem a função de limitar o pico da corrente de entrada. A corrente de entrada é monitorada através do sensor de corrente e um
26
divisor resistivo, de forma que quando a corrente de entrada ultrapassar a corrente programada, o comparador interno atua desabilitando os pulsos para a chave.
- CA Out (Pino 3) (current amplifier output): É a saída do amplificador de corrente, que fornece o sinal de controle para o bloco responsável pela geração dos pulsos para a chave. A diferença entre o sinal de corrente de referência produzido pelo multiplicador interno e o sinal de corrente nos terminais do sensor é amplificada para que possa ser comparada com um sinal dente-de-serra, produzindo assim o sinal PWM.
- ISENSE (Pino 4) (current sense minus): É a entrada inversora do comparador de corrente que auxilia no surgimento da corrente de referência.
- Mult Out (Pino 5) (multiplier output and current sense plus): A saída do multiplicador-divisor e a entrada não inversora do amplificador de corrente são conectados juntos neste pino. É o bloco responsável por criar o sinal de referência para a corrente de entrada. Constitui a parte mais importante do circuito integrado.
- IAC (Pino 6) (input AC current): É o terminal de entrada para a corrente de referência, retirada da tensão de entrada retificada através de uma resistência. É também uma das entradas do bloco multiplicador.
- VA Out (Pino 7) (voltage amplifier output): Este é a saída do amplificador de erro de tensão “Vvea – Voltage error amplifier” que regula a tensão de saída.
Também é uma entrada do bloco multiplicador, tendo influência na referência de corrente gerada, portanto.
- VRMS (Pino 8) (RMS line voltage): Neste terminal é aplicada uma tensão proporcional ao valor RMS da tensão de entrada, para fazer a compensação da variação da tensão de entrada. Este valor é elevado ao quadrado e aplicado como denominador no bloco multiplicador, de forma que se houver uma queda na tensão de entrada, a referência de corrente aumenta e consequentemente a potência de saída aumenta para manter a tensão constante.
- REF (Pino 9) (voltage reference output): É a saída de uma precisa tensão de referência de 7,5 V para ser usada interna e externamente como tensão de referência.
27
- ENA (Pino 10) (enable): Este pino é uma entrada lógica que habilita a operação do sinal PWM, da fonte de referência de 7,5 Vcc e do oscilador, além de permitir a partida suave (“soft-Start”) do conversor.
- VSENSE (Pino 11) (voltage amplifier inverting input): Recebe uma amostra da tensão de saída e envia para o amplificador de erro (voltage error amplifier) para promover a correção da razão cíclica do sinal PWM e proporcionar o controle da tensão de saída do conversor.
- RSET (Pino 12) (Oscillator charging current and multiplier limit set): Este terminal tem dupla função. Com um resistor para GND conectado a ele, determina a frequência de oscilação interna e limita a máxima corrente fornecida pelo bloco multiplicador.
- SS (Pino 13) (soft start): Tem a função de fazer com que a tensão na entrada não-inversora do amplificador de erro cresça suavemente. Através de um capacitor para GND conectado a este terminal é possível incrementar a razão cíclica do PWM gradativamente, evitando assim transitórios durante a partida do conversor.
- CT (Pino 14) (oscillator timing capacitor): Usado para ajustar a frequência de oscilação por meio de um capacitor para GND conectado.
- VCC (Pino 15) (positive supply voltage): Entrada de alimentação do circuito integrado.
- GTDrv (Pino 16): Saída dos pulsos PWM para comando da chave de potência do conversor.
2.5.2. Configuração do CI UC3854
A configuração do CI é realizada através de componentes externos, onde são estabelecidos os ganhos dos compensadores, frequência de operação, limites das variáveis de controle e a adequação dos sinais medidos, necessários ao controle.
De acordo com o fabricante, o circuito apresenta uma elevada imunidade à presença de ruídos, permitindo a obtenção de fator de potência na ordem de 0,99, com baixa distorção harmônica na corrente de entrada, e THD entre 5% e 15%
[23].
28 2.5.2.1 Tensão de Alimentação do CI
De acordo com o fabricante, a tensão mínima de alimentação para que o CI entre em operação é 16 V e a tensão máxima de 35 V. No projeto, a fim de manter a segurança de funcionamento, optou-se por alimentar o CI com 18 V (pino 15).
2.5.2.2 Multiplicador/Divisor
O circuito multiplicador/divisor constitui a parte mais importante no processo de correção do fator de potência, pois a partir dele é gerado o sinal de referência Imo a ser seguido pela corrente de linha para a obtenção de um elevado fator de potência. A saída do multiplicador/divisor, Imo (pino 5), é um sinal em corrente dado pela expressão 2.10.
(2.10) Onde,
- Km é a constante do multiplicador/divisor, e, apresenta-se com valor unitário.
- Iac é a corrente programada obtida a partir da tensão de entrada, fornecendo a forma senoidal retificada para a referência de corrente Imo. O fabricante recomenda que esta corrente não exceda 600 μA, embora afirme que o circuito apresenta melhor linearidade em correntes relativamente altas.
- Vff é a tensão feedforward (Pino 8), um sinal proporcional a tensão RMS de entrada, e se apresenta no denominador do multiplicador tendo como função uma compensação mais rápida, quando da ocorrência de variações na tensão de entrada. O circuito opera com este parâmetro na faixa de 1,4 a 4,5 volts e é obtido a partir de um filtro passa baixa de 2ª ordem, conforme a figura 2.19.
29
Figura 2.18: Filtro Passa Baixa de Segunda Ordem – Obtenção de Vff. (Adaptado de [27]).
O divisor de tensão composto pelos resistores Rff1, Rff2 e Rff3 deve ser calculado de forma que a tensão do pino 8, correspondente a esta variável fique em torno de 1,414 volts com a tensão no nó superior do divisor de tensão em 7,5 volts, para a menor tensão de entrada do circuito.
Os capacitores Cff1 e Cff2 do filtro são calculados para atenuar o ripple proveniente da tensão de linha retificada, sendo o seu processo de cálculo apresentado na seção 3.4.6, referente ao cálculo dos parâmetros de configuração do CI UC3854.
- Vvea é a saída do amplificador de erro de tensão.
2.5.2.3 Proteção de Sobrecorrente ou Sobretensão
Quando o conversor opera com controle da tensão de saída, com um aumento na carga o controle tenderia a aumentar o ciclo de trabalho médio de forma a manter a tensão no nível de referência. Isso acarretaria uma elevação na corrente de entrada do conversor podendo ultrapassar os valores admissíveis.
No caso da aplicação onde a variável de controle é a corrente de entrada, a tensão de saída é variável com a carga. Portanto, uma vez que a corrente de entrada é fixada em um determinado valor, uma redução na carga, faz com que o capacitor de saída acumule mais energia, elevando sua tensão.
30
A limitação de corrente ou da tensão de saída pode ser realizada através do pino 2 do CI UC3854, através do qual os pulsos de gatilho são bloqueados quando a sua tensão cai abaixo do nível de referência de terra. Para implementação dessa proteção a variável a ser limitada é amostrada gerando uma tensão Vco. Essa tensão é utilizada em um divisor resistivo juntamente com a tensão de referência do próprio CI UC3854. A expressão para o divisor de tensão é dada pela equação 2.11.
(2.11) Onde Rpk1 e Rpk2 são resistores do divisor de tensão, Vref é a tensão de referência interna do CI, com valor de 7,5 V, e Vco é a tensão de saída limite com polaridade invertida. A corrente sobre o resistor Rpk2 deve ficar em torno de 1 mA para a tensão de saída máxima.
2.5.2.4 Frequência de Chaveamento
A frequência de chaveamento é estabelecida através do resistor Rset (pino 12) e do capacitor Ct (pino 14). O valor da capacitância de Ct é calculado pela equação 2.12.
(2.12) Onde fch é a frequência de chaveamento.
2.5.2.5 Compensador de Erro de Corrente
O circuito interno do CI UC3854 tem como função a compensação do erro entre a corrente de referência Imo e a corrente de entrada do circuito, de forma a corrigir o fator de potência. Os parâmetros do compensador são configurados externamente através dos terminais 3, 4 e 5.
A estrutura do compensador sugerido pela UNITRODE [23] é mostrada na figura 2.20.
31
Figura 2.19: Circuito Para Compensação de Erro de Corrente. (Extraído de [27]).
A função de transferência do compensador é dada pela expressão 2.13, cujos resistores e capacitores correspondem aos parâmetros de configuração mostrados na figura 2.20.
(2.13)
O ganho do compensador, é calculado de forma que a máxima taxa de variação do seu sinal de saída Vcea, não ultrapasse a taxa de variação da rampa da onda dente de serra do modulador PWM. A máxima taxa de variação da corrente de entrada ocorre quando a tensão de entrada é zero. Esta taxa de variação de corrente é vista pelo CI UC3854 através da tensão sobre o resistor de medição.
Este sinal multiplicado pelo ganho do compensador, juntamente com a onda dente de serra constituem as entradas do comparador PWM. O ganho do compensador é calculado de forma que a máxima taxa de variação dos dois sinais sejam iguais. Ganhos acima da condição exposta podem provocar instabilidade nas proximidades das regiões onde a tensão de entrada é zero, gerando distorções na forma de onda de corrente de entrada, segundo o fabricante do CI.
2.5.2.6 Compensador de Tensão
O circuito do compensador sugerido pelo fabricante UNITRODE [23] é mostrado na figura 2.21.
32
Figura 2.20: Compensador de Tensão. (Extraído de [27]).
A função de transferência do compensador é dada pela expressão 2.14.
(2.14) O ganho do amplificador é dado por:
(2.15) Com,
(2.16) Onde,
- – Ganho do compensador;
- – Valor pico a pico do ripple de tensão de saída do conversor;
- – Percentagem do ripple desejada na saída do compensador;
- – Faixa de tensão de saída do amplificador operacional interno do UC3854;
- – Frequência do segundo harmônico do ripple da tensão de saída (120 Hz);
- – Potência do Conversor.
A partir de um valor escolhido para Rvi, obtém-se:
(2.17)
A frequência de ganho unitário fvi, é dada pela equação 2.18.
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(2.18) e,
(2.19) Considerando-se o sistema sem perdas, temos que a potência de entrada é igual a potência de saída, desta forma relacionamos a corrente RMS de entrada com a tensão de saída segundo a expressão 2.20.
(2.20) Onde Vo e Io são a tensão e corrente média de saída respectivamente; Vs(rms) e Iin são a tensão e corrente RMS de entrada respectivamente.
