CAPÍTULO
SÉTIMO
PCM – PULSE CODE MODULATION
Nos últimos anos houve um aumento muito grande na utilização de técnicas digitais para transmitir sinais de voz, dados e imagem em telefonia principalmente através de PCM. As razões que levaram a mudança de utilização dos tradicionais métodos analógicos para os digitais são várias e complexas. Obviamente que as razoes econômicas são as mais importantes, assim como a grande flexibilidade de uma rede de transmissão digital. Como exemplo de flexibilidade pode-se citar que sistemas de taxas de transmissão diferentes e com classes diferentes de informação - telefonia, dados, televisão, etc; podem ser interconectados e utilizar o mesmo meio de transmissão, sem os prejuízos que existem ao se modular e demodular sucessivamente os sinais na transmissão analógica. Além disso, a transmissão digital permite uma melhor utilização dos cabos telefônicos o que é de grande valia nas áreas urbanas das grandes cidades onde o espaço para novos cabos é critico e o custo destes mesmos cabos é elevado.
HISTÓRIA DO PCM
A transmissão digital foi provavelmente o meio mais antigo de transmitir informação, a menos da conversação direta com voz, e o uso desde o século 19 do telégrafo elétrico levou ao desenvolvimento de modernas técnicas de transmissão digital que são a essência do conceito de PCM.
A essência do PCM - amostragem, multiplexação no tempo e os elementos da transmissão digital; era conhecida desde antes de 1936, em 1937 Alec Reeves trabalhando nesta época em Paris concebeu a idéia da modulação por código de pulso associada a transmissão digital. A patente francesa do PCM foi registrada em 1938 seguida pelas inglesas e americanas respectivamente em 1939 e 1942. Porém devido a problemas de implementação não foi possível a utilização em escala comercial da técnica PCM até o advento do transistor em 1956.
A partir dai o desenvolvimento dos sistemas foi se aperfeiçoando culminando com a introdução em 1962 do sistema PCM da American Telephone and Telegraph Corporation.
Vantagens da utilização do sistema PCM: PCM é um termo usado para descrever várias funções essencialmente distintas, que são:
• amostragem • quantizaçao • codificação
Em sistemas práticos usa-se o principio de TDM (time division multiplex) para as amostras de canais, para construir uma configuração multicanal. Como a codificação de uma amostra pode ser efetuada muito rapidamente, entre as codificações de duas amostras sucessivas de um mesmo canal, pode-se intercalar outras amostras.
No terminal de transmissão o sinal analógico é amostrado e convertido em sinais digitais, (bits "uns" e "zeros") e lança do no meio de transmissão apropriado. No terminal PCM de recepção o sinal binário recebido é transformado no sinal original analógico.
Os motivos principais que tornam os sistemas digitais vantajosos são:
1. Qualidade da transmissão é praticamente independente da distância, pois os sinais digitais podem ser regenerados e retransmitidos ao longo do caminho de transmissão, tornando-os praticamente imunes a interferências. Obviamente o mesmo não acontece com os sistemas analógicos convencionais. 2. Aumento na capacidade dos cabos originalmente
utilizados para transportar informação de um canal telefônico simples.
3. Adaptar-se para transmissão de várias informações como: telefonia, imagem, dados, etc.
curta distância (até 50 Km) seu custo é menor do que os sistemas FDM. 5. Possibilidade de adaptação ao sistema de comutação eletrônica (CPA)
6. Adapta-se para futuros sistemas portadores, como longas rotas de guias de onda e de fibras óticas, melhor do que os sistemas analógicos.
SISTEMA BÁSICO
Basicamente um sistema PCM pode ser representado pelo diagrama em blocos. As unidades de canal correspondem a atenuadores e transformadores servindo de interface entre o sinal de voz e os filtros passa-baixa.
As unidades de filtros seguidas pelas unidades de amostragem convertem os sinais analógicos em amostras PAM (pulse amplitude modulation).
Na entrada da unidade de quantização temos então um multiplex analógico de sinal PAM. Sua saída corresponde às amostras dos canais em seqüência temporal. Estas amostras na unidade de quantização são comparadas com níveis (existem 256 amplitudes possíveis) predeterminados. Estas amostras quantizadas passam pela unidade de compressão a fim de se adequar a uma codificação, minimizando eventuais prejuízos na qualidade da transmissão.
Cada uma destas amostras PAM é agora codificada em pulsos binários (8) na forma NRZ. Na unidade somadora são acrescentadas as informações de sinalização e sincronismo em intervalos de tempo apropriados.
Na unidade de codificação de linha este sinal composto, na forma NRZ, é então transformado para um código de linha conveniente, (Bipolar, HDB-3 ou AMI) amplificado e entregue a linha de transmissão.
Nas unidades de regeneração, que são colocadas ao longo da linha de transmissão, os pulsos bipolares são regenerados para compensar as perdas e distorções sofridas pelo sinal ao passar pelo meio de transmissão. Ainda nesta unidade é feita a recuperação do pulso de sincronismo (clock), que é um sinal básico para operação do receptor.
Na unidade de decodificação de linha os pulsos AMI ou HDB 3 serão convertidos para a forma NRZ. Na unidade de separação os bits de canal serão separados dos bits de sinalização e bits de alinhamento. Nas unidades de decodificação e expansão os pulsos na forma NRZ serão convertidos em amostras PAM. Nos intervalos correspondentes a cada canal as unidades de amostragem fecham-se sucessivamente recebendo os sinais que passarão pelas unidades de filtro e de canal. Reproduzindo os sinais de voz originais.
AMOSTRAGEM
O Teorema da Amostragem uniforme no domínio do tempo afirma que se uma função do tempo f(t) não contém componentes de freqüência mais altas que fm hertz então f(t) pode ser completamente determinada por seus valores situados em intervalos uniformes e de separação menores que 1/2fm segundo.
Uma forma, simples e didática, para evidenciar o princípio da amostragem é dado na figura ao lado. A chave liga-se ao gerador apenas durante um intervalo de tempo
τ
com freqüênciaa a
T
f
=
1
, e durante o restante(
T
a−
τ
)
doperíodo curto-circuita os terminais de saída.
Este processo pode ser encarado como tomarmos o sinal x(t) multiplicando-o pelo trem de pulsos. Cuja decomposição leva-nos a:
∑
∞ ∞ ==
n jnwte
nd
c
d
t
S
(
)
sin
(
).
Onde:
πα
πα
α
τ
sen
c
e
T
d
a
=
=
sin
(
)
Esta decomposição está mostrada na figura ao lado.
Efetuando o produto xa(t) = x(t).S(t) e transformando chegamos a:
)
(
).
(
sin
)
(
=
∑
∞n=−∞−
aa
f
d
c
nd
X
f
nf
x
O resultado é melhor interpretado por meio de exemplos que se vêem ao lado.
Do exame dos exemplos se conclui que sendo x(f) limitado e fa conveniente, o espectro do sinal é mantido intacto, simplesmente criam-se repetições do espectro original em intervalos determinados por fa.
Se a amostragem preserva o espectro do sinal, então, é possível reconstruir x(t) a partir de xa(t), bastando para tanto passar xa
(t) por um filtro passa-baixas. As condições para recuperabilidade do sinal a partir de suas amostras são:
1. A informação seja limitada em freqüência, isto é; x(f) =0 para | f | fm
≥
2. A freqüência de amostragem seja suficientemente alta para que se tenha fa 2f≥
m (a freqüênciamínima fa = 2fm é usualmente denominada taxa de Nyquist).
)
(
a m cm
f
f
f
f
≤
≤
−
A amostragem examinada é denominada natural (a saída acompanha o sinal durante a duração do pulso). Outra forma usual é a instantânea (ou do tipo plano) em que a amplitude da amostra é constante durante o pulso e igual ao valor instantâneo do sinal.
No caso de amostragem do topo plano chega-se a:
)
(
).
(
sin
)
(
=
∑
∞n=−∞−
aa
f
d
c
f
X
f
nf
x
τ
Observa-se então que as amplitudes do espectro de freqüência resultante não são constantes, como o seriam no caso da amostragem natural.
Há aqui uma distorção função da freqüência que se denomina "aperture effect" que pode ser sanada com, um equalizador após o filtro passa-baixa do demodulador.
Observe-se ainda que se
>>
f
mτ
1
o efeito ã desprezível o equalizador não é necessário.
QUANTIZAÇÃO
O PCM transmite na linha um sinal codificado que representa aquele que se deseja enviar. Para que isso seja possível, isto é, para que se possa representar numericamente tal sinal, é necessário representar-se toda a dinâmica deste, cuja variação de níveis é continua, por uma quantidade finita de níveis discretos (variação descontinua). Essa transformação consiste na quantização. A dinâmica do sinal é então dividida em N níveis, chamados níveis de quantização, e a amplitude do sinal compreendida entre dois níveis sucessivos chama-se "quanta”.
O número N de níveis de quantização depende do número de bits (unidade de informação definida como a quantidade de informação relativa a uma escolha entre dois eventos equiprováveis). Neste caso, 0 (zero) ou 1 (um) vai ser usado para representar cada nível.
Assim, N = bn
Onde:
b = 2 num sistema binário, o que é o nosso caso, pois temos dois eventos equiprováveis.
n = número de bits que representa cada nível.
Por exemplo: Os primeiros sistemas PCM desenvolvidos com 24 canais usavam 7 bits, portanto: N = 27 Æ N = 128 níveis de quantização. Os atuais sistemas, tanto de 24 como de 30 canais, usam 8 bits, portanto: N = 28 Æ N = 256 níveis de quantização.
Na figura ao lado se tem um exemplo com n=3 e portanto 8 níveis de quantização.
Na figura abaixo tem-se um esquema básico simplificado para um codificador linear PCM de 3 bits conforme figura anterior. Observa-se neste exemplo, que a saída seqüencial do comparador já é a codificação da amostra considerada. O sinal ea é gerado na primeira aproximação igual ao nível correspondente ao número 4, nas aproximações sucessivas gerar-se-á níveis correspondentes aos números 6 ou 2 conforme a saída do comparador tenha sido 1 ou 0 respectivamente, etc.
A quantização será linear se, ao longo de toda a dinâmica do sinal a ser transmitido, os quantas, forem todos iguais entre si, entretanto,poder-se-á obter uma quantização não linear se os "quantas" ferem de valores diferentes.
Quando é feita urna quantização, há um erro que consiste na diferença existente entre a amplitude real da amostra (pulso PAM) a ser codificada, e aquela do nível de quantização em que foi enquadrada a amostra.
mais ou menos, sendo, entretanto, sempre menor que o valor de um "quanta". Numa quantização linear esse erro será no máximo igual a meio "quanta".
ERRO DE QUANTIZAÇAO
O erro de quantização é resultante da diferença existente entre o sinal amostrado depois da quantização e o sinal amostra do antes da quantização.
Como o sinal quantizado é que será transmitido, sendo mais adiante recuperado, teremos introduzido um erro no sinal original.
Este erro de quantização aparece sob a forma de ruído, que denomina-se ruído de quantização. Este ruído difere do ruído de fundo que ocorre nos sistemas FDM, porque aparece apenas na presença de sinais de voz.
Assim, sabendo-se qual a "gama dinâmica" dos sinais de voz que serão amostrados; poderemos verificar qual a potência máxima e mínima de voz que deverá ser transmitida pelos equipamentos PCM, obedecendo aos padrões internacionais.
De acordo com o ITU-T o nível médio absoluto da "conversação media" corresponde aproximadamente a 15 dBm sobre 600 ohms no circuito a dois fios.
VARIAÇÃO A SER CONSIDERADA PARA UM SISTEMA PCM
Variação do Nível Médio
O nível medido na entrada de um circuito telefônico longo, em relação ao nível médio absoluto da "conversação média" verificou-se que se apresenta como uma distribuição com desvio padrão de 5,5 dB. Isto significa que 98% das vozes estão dentro de ±13dB em relação ao referido nível médio e 99,8% estão dentro de ±17 dB em relação a tal nível médio. Estes dados englobam variações de nível de pessoa para pessoa e de perda na linha.
Assim, uma faixa de 34 dB poderia ser considerada razoável para atender ã variação de nível de pessoa para pessoa e a atenuação da linha. Porém, devido a tendência de se falar mais alto sempre que existe uma maior atenuação na linha, uma faixa de 20 dB é suficiente.
Variação Total a ser Considerada para um Sistema PCM
Verificou-se também que durante apenas 1% do tempo as amplitudes de voz ultrapassam o volume médio de uma "conversação padrão". Deste modo podemos determinar a máxima variação no sentido das potências maiores que a da "conversação média" citada, chegando a +26 dB.
Para as potências menores que a da "conversação média" teremos -13 dB. Como a probabilidade de ocorrência de níveis baixos é maior que a de níveis altos, adota-se 10 dB a mais de variação do que a adotada para os níveis altos de voz, perfazendo-se um total de 23 dB. A variação total para menos em relação a "conversação média" é então igual a 36 dB. A faixa total entre o sinal de voz mais fraco e o pico máximo de voz será então de 26 + 36 = 62 dB. Esta faixa resultará em uma qualidade de voz aceitável em 98% das conversações telefônicas.
LEIS DE COMPRESSÃO
Vamos primeiramente verificar porque é necessário se comprimir as amplitudes das amostras dos sinais de voz, e em seguida estudaremos as varias alternativas e escolheremos a lei mais apropriada.
Já sabemos que sendo fixada a execução total dos níveis (A) e o número de níveis de quantização a ser utilizado, o ruído de quantização fica automaticamente fixado e não depende do nível do sinal de entrada. Como o ruído é fixo e o sinal variável, a relação sinal / ruído na saída do receptor é uma função do nível de entrada e terá obviamente, o valor máximo quando estivermos transmitindo o máximo nível do sinal de entrada.
Vejamos agora qual é este valor máximo, em um sistema PCM de 7 dígitos.
Com um sistema PCM de 7 dígitos, teremos 128 níveis de quantização (27 = 128). Para facilitar o nosso
estudo vamos trabalhar com sinais senoidais. O ruído de quantização pode ser dado por:
2 2
Para um sinal senoidal a potência do sinal será;
8
2
A
S
=
Æ (com A de pico a pico)Logo a relação sinal / ruído será:
8
12
12
8
2 2 2 2n
A
n
x
A
N
S
q=
=
Em dB teríamos:
n
n
N
S
qlog
20
75
,
1
log
20
8
12
log
10
+
=
+
=
Para n = 128 temos:
Y
N
S
vem
níveis
n
Fazendo
y
n
N
S
teremos
Logo
Y
A
x
Y
A
x
Y
V
S
V
V
Y
Teremos
V
A
V
onde
y
de
V
V
Chamando
dB
N
S
dB q dB q qlog
20
44
:
,
128
log
20
log
20
75
,
1
:
8
8
1
2
1
:
2
:
44
2 2 2 2 max max max max−
=
⎟
⎟
⎠
⎞
⎜
⎜
⎝
⎛
=
−
+
=
⎟
⎟
⎠
⎞
⎜
⎜
⎝
⎛
=
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
=
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
=
→
=
>
=
≅
Se admitirmos, por exemplo, que a mínima relação sinal / ruído desejável é 20 dB, podemos ver pela figura que teremos uma gama dinâmica de apenas 24 dB contra os 62 dB que foram estabelecidos.
A quantização utilizada no exemplo anterior ê chamado quantização linear, e como vimos, não satisfaz as exigências de gama dinâmica relativas a transmissão de voz através de circuitos telefônicos.
Após esta conclusão e sabendo que os níveis mais baixos tem maior probabilidade de ocorrência, estudaram-se leis de compressão que mantivessem uma relação sinal / ruído satisfatória, dentro da gama dinâmica requerida.
A condição ideal pode ser deduzida a partir de:
( )
max 2log
20
75
,
1
:
,
8
12
V
V
k
onde
nk
N
S
dB
em
ou
nk
N
S
dB q q=
→
+
=
⎟
⎟
⎠
⎞
⎜
⎜
⎝
⎛
=
Para manter o quociente S/Nq constante, é obvio que o produto nk deve ser mantido constante. Em outras palavras, o numero de níveis de quantização deve ser inversamente proporcional ao nível do sinal aplicado. A este tipo de quantização chamamos quantização não linear, ou quantização não uniforme.
Existem três maneiras para se conseguir uma quantização não uniforme:
2. O codificador usa quantização uniforme com passo suficientemente pequeno, após o que o código de saída é tratado digitalmente para sua posição de passo não uniforme.
3. A informação é passada por um circuito não linear onde se dá uma compansão (compressão + expansão): sinais baixos são ampliados e sinais altos são atenuados.
O grau de não uniformidade é conhecido como lei de compansão.
LEIS DE COMPANSÃO
A figura mostra a forma geral das curvas representativas das leis de compansão. Nos equipamentos modernos, as curvas são ajustadas por vários segmentos retos, cujo número depende da lei usada.
Estes segmentos possuem as seguintes características:
1. Cada segmento deve ter o mesmo número de níveis.
2. Os intervalos entre os níveis dentro de um mesmo segmento de vem ser iguais.
3. Os intervalos em todos os segmentos devem ser múltiplos integrais dos intervalos contidos no primeiro segmento correspondente as menores amplitudes.
As leis mais conhecidas são:
Lei
µ
e lei ALEI
A função contínua correspondente à lei
µ
tem a seguinte forma:1
:
)
1
(
log
)
1
(
log
≤
≤
+
+
=
onde
x
e
Y
e
x
e
Y
θ
µ
µ
O grau de compressão pode ser variado mudando-se o valor de
µ
, que é normalmente de 100. Valores encontrados normalmente sãoµ
= 100 (T1 – D1 sistemas japonês e americano) eµ
= 255 (T2 -D2 idem).LEI A
É a lei adotada na Europa, América do Sul, portanto no Brasil, África, e todas as rotas internacionais. A compressão é linear para pequenos sinais e reverte a logaritmo para sinais grandes.
É a seguinte à equação da Lei de compansão A.
1
1
log
1
log
1
1
0
log
1
≤
≤
+
+
=
≤
≤
+
=
x
A
A
Ax
Y
A
x
A
x
A
Y
O valor de A = 87,6 é recomendado pelo ITU-T, para o sistema PCM primário de 30 canais.
A lei A definida pelo ITU_T, é usada na forma segmentada, ntação.
pois isso leva a grandes vantagens na impleme
Na figura pode-se ver que quando usada na forma segmentada a curva é dividida em segmentos. A figura apresenta somente a metade superior da curva.
As equações dos segmentos de retas são da forma:
Z = a x + b
Onde:
x = Ve/Vemax
Z = Vs/Vsmax
V = voltagem do sinal de entrada do codificador,
Vmax= voltagem máxima codificável.
Vs = voltagem na salda do compansor.
Vsmax= voltagem máxima na salda do compansor.
Para a metade da curva apresentada, se vê 8 segmentos numerados de 0 a 7. Cada um destes segmentos é dividido em 16 níveis de quantização lineares. A tabela abaixo indica as equações dos segmentos e o valor do nível de quantização em cada segmento, em relação ao valor máximo da voltagem de entrada.
Observamos que 0 e 1 são alinhados e juntamente com os correspondentes segmentos da parte inferior da curva formam um só segmento, o que explica o total de 10 segmentos de inclinações diferentes para a característica total.
Estas inclinações variam de 16, nos segmentos 0 e 1, até 1/4 no segmento 7 realçando os sinais de menor amplitude e comprimindo os de maior amplitude.
Comparação de Desempenhos Teóricos das Leis de Compansão usuais e Recomendação Mínima ITU -T. Na figura mostramos os desempenhos teóricos para:
Lei
µ
comµ
= 100 e 8 bits Lei A com A = 87,6 e 8 bitsLei A com A = 87,6 aproximada por segmentos e 8 bits.
A comparação é efetuada em termos da relação sinal / ruído quantização para um sinal senoidal.
Pela figura, nota-se que é pequena a diferença entre os desempenhos teóricos. Como conclusão mais relevante podemos ver que na faixa de -25 a -45 dB região onde é máxima a densidade de probabilidade do nível de áudio (sinais de voz) a lei A é ligeiramente superior à lei
µ
.Ponto X: Para a amplitude Vi da senoide ocorrendo próximo ao limite superior de um segmento, o ruído total é quase todo devido ao ruído proveniente do próprio segmento, onde o intervalo de quantização é maior que dos segmentos abaixo. Neste caso a relação S/R deve cair linearmente com a queda do sinal.
Ponto Y: Quando a amplitude Vi da senoide ocorre próximo ao limite inferior de um segmento, o ruído total é quase todo devido ao ruído produzido no segmento inferior, cujo intervalo de quantização é metade daquele onde se encontra Vi. Então neste caso, para Vi decrescendo, o ruído decresce mais rápido, fazendo com que a relação S/R suba.
CODIFICAÇÃO
Os pulsos PAM quantizados poderiam ser transmitidos para a linha.
amplitudes diferentes serem ainda bastantes sujeitas às distorções da linha, e por outro lado, seria difícil projetar circuitos para reconhecer estas diferentes amplitudes (para a transmissão da voz, necessitaríamos de um número de cerca de 100 amplitudes).
A codificação dos pulsos PAM, em pulsos de amplitude igual, apresenta a vantagem de exigir simples circuitos de reconhecimento de existência ou ausência de pulso na recepção, e por outro lado não é muito afetada pelas distorções da linha.
Se utilizarmos um código binário, isto é, com pulsos codificados com duas amplitudes possíveis (0 ou 1) e se cada unidade de informação tiver n bits, então poderemos ter 2n níveis quantização.
Se usarmos, por exemplo, um código de 3 bits, poderemos ter 8 níveis de quantização.
Além destes códigos, atualmente utilizados em PCM poder-se-ia, usar pulsos codificados com bases 3, 4, etc.
Já vimos que os sistemas PCM combinam as operações de quantização, compansão e codificação em um único bloco chamado codificador.
Os códigos de 8 bits que possuem o seguinte significado:
1º bit - Sinal do pulso PAM
2º, 3º, 4º bits - Numero do segmento de compressão.
5º, 6º, 7º, 8º bits - Número do nível de quantização dentro do segmento.
CODEC PCM NÃO LINEAR DE 4 BITS
Vejamos inicialmente um Codec para 4 bits e mais adiante generalizaremos para Codecs com mais bits.
A curva de compansão para um conjunto A/D - D/A PCM de 4 bits com compansão é mostrado abaixo.
Um código possível de transmissão seria o do tipo sinal-segraento-amplitude: B0; B1; B2; B3, seja V uma tensão a ser codificada, teremos:
B0: sinal; valor lógico 1 quando V > 0 valor lógico 0 quando V < 0
B1, B2: segmento indica em binário os números de 0 a 3 correspondentes ao segmento em que se localiza V.
B3: amplitude indica um entre dois valores possíveis dentro do segmento. Na figura vemos a árvore de codificação associada.
Nota-se que o máximo erro de aproximação é função do segmento, e então temos:
Segmento Máximo erro de quantização
0 V0
1 V0
2 2v0
3 4V0
Sendo o passo mínimo igual a V0.
A figura mostra em diagrama de blocos uma implementação possível para o codificador PCM, pelo método de aproximação sucessiva.
Como o conversor D/A linear deve poder gerar tensão de 0; ±V0; ±2V0;
+3V0; ±4V0; ±6V0; ±8V0; ±12V0, percebe-se a necessidade do mesmo ser de
5 bits, porque existem códigos de entrada que nunca irão ocorrer para o conversor D/A linear.
Para melhor compreensão do principio de funcionamento vamos descrever o processo de codificação com um exemplo.
1. O "bloco sinal" permite a passagem do sinal de saída do comparador na 1a. aproximação, para a saída série nas
aproximações seguintes esta passagem pode ser complementada ou não conforme o resultado da 1a. aproximação gere na saída do comparador nível lógico 0 ou 1 respectivamente.
2. O circuito de aproximação sucessiva é tal que: na primeira aproximação verifica o sinal da amostra a ser codificada na 2a. aproximação verifica-se a amostra a ser codificada pertence aos segmentos
1º 2º 3º 4º 5º 6º 7º 8º Polaridade
0 ou 1 ou 2 e 3; na 3a. aproximação decide-se pelo segmento; na 4a. aproximação pelo ponto dentro do mesmo. Conforme a árvore de codificação.
3. O conversor de código transforma a palavra de sinal-segmento-amplitude em um código binário que servirá de entrada pa ra o conversor digital / analógico linear de 5 bits.
4. O conversor digital analógico linear tem em sua saída uma tensão correspondente ao código de entrada, que será usada para comparação com a amostra a ser codificada.
Um decodificador possível, seria o diagrama de blocos mostrado.
Para minimizar o erro de quantização, devemos decodificar o código sinal-segmento-amplitude conferindo-lhe um valor de tensão que é o ponto médio do intervalo que lhe deu origem.
Assim, temos, por exemplo, que, todos os níveis de 12 a 16 são codificados como 1111. Isto faz com que no decodificador quando da presença deste código ele seja decodificado como 14 ponto médio do intervalo.
Assim, temos:
Segmento Máximo erro de quantização (decodificação)
0 V0/2
1 V0/2
2 v0
3 2V0
omo o conversor digital / analógico linear deve poder gerar tensões de: ±V0/2; ±2V0/2; ±5V0/2; ±7V0/2;
nterior descrito é o sinal de entrada do
ODEC PCM não Linear de 8 Bits
imos pouco atrás uma curva de compansão para lei A
0: sinal; 1 para V > 0, o para V < 0
binário o segmento em que se localiza V. Ao total 8 segmentos
litude; indica em binário um entre 16 possíveis intervalos em que ê subdividido
de quantização é função do segmento em que se localiza a amostra. Onde V0 é
Segmento Máximo erro de quantização (codificação)
C
±10V0; ±14V0, percebe-se a necessidade do mesmo ser de 6 bits.
O sinal de saída série proveniente de um codificador como o a
decodificador. Este sinal é armazenado em um registrador de deslocamento e transferido para a memória a cada 4 bits na entrada. Esta palavra com código de sinal-segmento-amplitude ê transformado em uma palavra de 6 bits que servirá como entrada para o conversor D/A linear, cuja saída então será uma tensão proporcional ao código binário de entrada.
C
V
segmentada. Para tal curva um código possível de transmissão é também do tipo sinal-segmento-amplitude: B0, B1, ..., B7. Seja V uma amostra a ser codificada teremos:
B
B1, B2, B3: segmento; indica em numerados de 0 a 7.
B4, B5, B6, B7: amp linearmente o segmento. Novamente o máximo erro o passo mínimo.
0 V0
1 V0
2 2v0
3 4V0
4 8V0
5 16V0
6 32V0
7 64V0
conversor D/A linear do codificador deve ser capaz de gerar tensões até 1984 V0, donde deduz-se que o
, o máximo erro de quantização será:
Segmento Máximo erro de quantização (decodificação)
O
mesmo deve ser de 12 bits. Na decodificação por sua vez
1 V0/2
2 v0
3 2V0
4 4V0
5 8V0
6 16V0
7 32V0
ambém aqui como o conversor D/A linear deve ser capaz de gerar tensões de: ±V /2; ±3V /2;...;
or intermédio do princípio PCM, são estabelecidos sistemas de transmissão PCM, que constituem de um
es simétricos na figura.
o equipamento PCM-TR o sinal digital do multiplex PCM, na forma NRZ, é transformado para o código de
r tal, em função da distância e calibre dos pares, que
o de entrada e retransmiti-lo. Para isto os repetidores são
ma interface de linha que consiste de
ABO E SUAS CARACTERÍSTICAS
s características mais importantes do par simétrico, que influem no projeto e desempenho de sistemas
T 0 0
±2016V0 percebe-se a necessidade do mesmo ser de 13 bits.
EQUIPAMENTOS DE LINHA - TRANSMISSÃO DIGITAL
P
transmissor, uma linha de transmissão e um receptor. Para uma conexão nos dois sentidos, cada sistema PCM requer um transmissor / receptor em cada terminal e uma linha de transmissão de quatro fios entre ambos. A linha de transmissão é equipada com repetidores, regeneradores igualmente espaçados, que regeneram os bits que chegam e transmitem um novo trem de pulsos restaurados.
Representam-se os principais elementos de um sistema digital de linha que usa par
N
linha apropriado (HDB-3 ou AMI) e entregue a linha na forma balanceada. O equipamento PCM-TR consiste em sua extremidade da unidade de interface de linha.
Entre os terminais A e B a atenuação do sinal pode se há necessidade de regenerar o sinal no caminho. A função do repetidor é reconstruir o sinal atenuad
alimentados pelas extremidades do sistema com corrente constante. No terminal distante B o equipamento PCM-RC tem em sua entrada u
um repetidor cuja saída, agora na forma NRZ, é enviada ao demodulador PCM.
C
A
digitais de linha, são a atenuação e a diafonia (cross-talk). A atenuação é basicamente determinada pelo diâmetro dos condutores e a capacitância mutua entre pares do cabo e é proporcional a
2
π
f
, onde f é a freqüência do sinal a ser transmitido.DIAFONIA
uando mais de um canal de comunicações é usado sobre um mesmo meio de transmissão, ocorre uma
nômeno da diafonia.
ma orientação que a faixa
ção Q
certa fuga da corrente útil da informação, de um canal para outro. Esta transferência de energia, de um canal para outro, constitui o fe
A natureza da diafonia é freqüentemente descrita como inteligível ou ininteligível. A diafonia inteligível ocorre quando a faixa de freqüência perturbadora tem a mes
vocal perturbadora tem orientação contrária da faixa perturbada. Esta última ocorre quando os moduladores SSB não suprimem completamente uma das faixas.
Por exemplo: num sistema multiplex é enviado num canal um tom de 800 Hz; se aparecer num canal adjacente, a mesma freqüência de 800 Hz, temos a diafonia inteligível. Entretanto, este tom pode aparecer também num outro canal com a freqüência 4.000 - 800 = 3.200 Hz, quando então temos a diafonia ininteligível.
A figura ilustra ambos os casos.
MEDIDA DE DIAFONIA
De acordo com a correlação existente entre os canais interferentes e interferido, a diafonia é classificada em dois tipos: diafonia próxima ou paradiafonia e diafonia distante ou telediafonia.
a) Diafonia próxima ou paradiafonia.
Este tipo ocorre entre canais localizados num mesmo terminal, podendo existir paradiafonia entre canais de um mesmo circuito, isto é, interferência entre a transmissão e recepção de um circuito, como entre canais de circuitos diferentes, isto é, interferência entre a transmissão de um circuito e a recepção de outro. Ver figura.
b) Diafonia distante ou telediafonia.
Este tipo ocorre entre canais localizados em terminais distantes, isto é, interferência entre a transmissão de um circuito e a recepção de outro circuito. Ver figura.
c) Métodos de medida.
A diafonia é medida injetando-se na transmissão do canal perturbador, um sinal e medindo-se o mesmo na recepção do canal perturbado. Devem-se ter o cuidado de terminar as outras pontas, de ambos canais, com suas impedâncias características.
O sinal medido no canal perturbado pode ser expresso de duas maneiras:
1. Atenuação de diafonia: que expressam a razão entre o nível do sinal perturbador e o nível do sinal recebido no canal perturbado. 2. Relação sinal diafonia:- que expressa a
razão entre o nível relativo no ponto de medida e o nível de diafonia medido.
A relação entre estas duas maneiras de expressar a diafonia é calculada da seguinte forma:
- atenuação de diafonia entre dois pontos = X dB. - nível relativo no ponto de diafonia = Y dBr.
- nível relativo onde o sinal perturbador é injetado = Z dBr.
Relação sinal / diafonia = X - (Z + Y) dB
O ITU-T recomenda os seguintes métodos para obtenção da diafonia:
1. Medida da diafonia tendo como sinal perturbador somente com uma freqüência, 800 ou 1000 Hz com 0 dBm0.
3. Medida da diafonia tendo como sinal perturbador ruído branco com nível de 0 dBm0, sendo o
medidor um psofômetro.
4. Medidas subjetivas utilizando conversação através do canal perturbador e ouvintes no canal perturbado.
Quanto aos limites da diafonia nos circuitos, o ITU-T especifica:
- relação sinal telediafonia ou sinal paradiafonia entre circuitos diferentes: maior que 58 dB; - relação sinal paradiafonia num mesmo circuito: maior que 43 dB.
REPETIDORES DE LINHA
Devido a atenuação introduzida pela linha e aos ruídos presentes na mesma, necessário se faz, a intervalos regulares,restaurar completamente o sinal digital e injetá-lo novamente na linha com o mesmo formato que tinha ao sair do equipamento terminal, limpo de qualquer ruído. O equipamento que realiza a função acima se denomina regenerador de pulsos de linha ou simplesmente repetidor.
Existe uma diferença fundamental entre os repetidores de sinais digitais e os sinais analógicos. A função de ambos é, basicamente, a mesma, mas o repetidor digital apresenta uma característica muito vantajosa sobre o repetidor analógico, ou seja, além de reconstruir o pulso no formato original exato, ele o faz eliminando completamente o ruído que estava presente junto com o sinal na entrada do repetidor. O repetidor analógico, além de transferir a saída o ruído da entrada, introduz, ele próprio um ruído. Teoricamente, poderíamos dizer que não existe limite de comprimento para uma linha com sinais digitais equipada com repetidores. Isto representa um ponto altamente favorável da comunicação digital em relação a analógica.
REGENERADORES DIGITAIS
Um regenerador digital, localizado em uma extremidade da linha de transmissão, tem em primeiro lugar que distinguir entre a presença ou ausência de um pulso válido. No caso mais simples, durante um determinado intervalo de tempo, um pulso válido assume apenas um estado possível, como por exemplo, uma tensão positiva. Mais usual é o caso em que um pulso válido pode ser representado por uma tensão positiva ou negativa, de mesma amplitude.
Em sistemas mais complexos o pulso válido pode ser representado por n tensões positivas ou negativas.
Após a detecção do pulso, é função do repetidor retransmiti-lo a saída com amplitude requerida. A seqüência de transmissão por sua vez precisa ainda ser sincronizada, para que a taxa média em sua saída seja igual ao do sinal de sua entrada.
Para que um regenerador execute as funções acima mencionadas com o máximo de precisão possível, é necessário que ele possua, uma série de características elétricas que foram determinadas através de estudos teóricos e que serviram de base para sua construção. Na figura representa-se um repetidor típico.
EQUALIZAÇÂO
O sinal recebido é primeiro equalizado para compensar a distorção de amplitude por resposta não plana em função da freqüência e alguma compensação de distorção de fase.
Na figura representam-se as curvas típicas deste setor.
repetidor e existem várias formas possíveis para sua implementação.
A rigor a forma representada na figura acima é particular, pois a equalização depende do comprimento do lance anterior. Na configuração representada o mais usual é ter equalizadores fixos cada um dos quais compensa uma faixa limitada de atenuação do cabo, tipicamente 2 dB. A vantagem deste processo é a simplicidade. A desvantagem é ter-se repetidores diferentes para cada um aplicável para um determinado comprimento do cabo.
Se durante uma instalação o repetidor alocado estiver equalizado erroneamente, o repetidor funcionará insatisfatoriamente e a localização remota da falha é difícil.
Desta forma existem repetidores em que a equalização é automática, em uma faixa de 30 dB ou mais. A equalização requerida é derivada de um detector de pico que verifica a amplitude do sinal recebido. Em função da amplitude detectada o equalizador ajustasse automaticamente, para compensar a distorção de amplitude do lance anterior. A equalização automática exige um cuidado especial na elaboração da faixa de atuação do mesmo. Equalização automática para uma gama de variação muito grande pode apresentar um problema sério quando houver falha na seção anterior, pois neste caso o equalizador irá para sua região mais sensível e poderá regenerar, sinais interferentes (como paradiafonia) que aparecerão para o próximo regenerador como válidos. Neste caso não haverá alarme, pois tudo parecerá satisfatório.
Uma solução intermediária, muito usual é projetar-se o equalizador para o lance máximo (usualmente 6000 pés = 1830 m) e inserir entre a linha e o equalizador um circuito automático que simula o que falta para o cabo atingir o lance máximo. Este circuito recebe o nome de ALBO (Automatic line build out) e tem por função desta maneira, em conjunto com a linha, simular um trecho de linha de comprimento fixo.
CÓDIGOS DE LINHA
Antes de ser inserido na linha, um sinal PCM deve passar por uma nova codificação, chamada codificação de linha. Vários códigos de linha foram desenvolvidos e a seguir descreveremos três deles: NRZ (NON RETURN TO ZERO); AMI (ALTERNATE MARK INVERSION) e HDB-3 (HIGH DENSITY BIPOLAR-3). O sinal na forma NRZ como tratado no resto do equipamento, tem inconvenientes sérios para a transmissão:
1. Para transmitir-se o sinal na forma balanceada assim como prover telealimentaçao é necessário o uso de transformadores, o que não é possível pois o espectro do sinal NRZ (ou binário) estende-se desde DC.
2. Para recuperação do relógio necessita-se o máximo de transições possíveis, o que não acontece com o sinal na forma NRZ. Longas seqüências de "uns" e "zeros" não possuem transições e perderia-se o sincronismo.
O sinal na forma RZ (return to zero) difere do NRZ pelo fato do sinal permanecer em seu estado lógico apenas durante metade do intervalo de tempo que lhe corresponde. O número de transições aumenta porém longas seqüências de "zeros" continuam ainda sem solução. Ainda aqui, apesar de com potência menor, o sinal contém uma componente DC indesejável.
O sinal na forma AMI é gerado a partir do NRZ alternadamente a polaridade dos bits "uns". O código de linha AMI, não possui em seu espectro componente DC, sendo que a potência máxima em seu espectro ocorre na metade da freqüência de transmissão. O problema das longas seqüências de "zeros" continua ainda sem solução. Uma forma para minimizar este problema é, como visto, alterna-se os bits pares das palavras PCM dos canais vocais. Este processo, conhecido por ADI (Alternate
de zeros consecutivos permitidos). A conversão do código AMI para HDB-3 é ilustrada na figura e obedece as regras.
1. Um conjunto de quatro zeros consecutivos ê convertido para 000V onde V é um pulso de violação de mesma polaridade que o último pulso da seqüência AMI.
2. Para assegurar que pulsos V sucessivos são de polaridades opostas o número de pulsos, entre dois pulsos V sucessivos, deve ser sempre impar.
3. Quando necessário um pulso adicional é inserido de maneira, que a regra 2 seja obedecida e este fato garante que o valor médio do sinal é zero (componente DC nula).
Isto é, quatro zeros consecutivos são substituídos por 000V ou 100V, conforme o número de pulsos entre a última violação e esta seqüência seja impar ou par respectivamente.
Uma forma simples para a decodificação é observar a existência ou não de violação. Quando se observar à presença de violação, considera-se os últimos 4 bits iguais a zero. Esta forma de detecção simples apresenta pouca imunidade a erros de transmissão. Um aperfeiçoamento possível consiste em examinar-se um ou dois bits anteriores à violação.
A desvantagem deste código consiste no fato de que um erro de transmissão pode gerar mais de um erro no sinal decodificado. Apesar disto é um código de linha padronizado e de uso muito difundido.
O código de linha AMI apresenta uma vantagem adicional sobre o HDB-3, que consiste na simplicidade da detecção de erro. Como se podem observar erros simples, no código de linha AMI, provocam violação a regra de alternância. Desta forma pode-se determinar uma taxa de erro média simplesmente contando-se o número de violações em um determinado intervalo de tempo. Evidentemente existem erros de transmissão que não resultam em violação, porém a diferença entre a probabilidade de erro e a probabilidade de violação é previsível estatisticamente e de pouca importância prática. Na figura representa-se a relação entre as duas probabilidades.
No Brasil é recomendado, pela referencia nº 20, o
e linha possíveis, porém de
ECUPERAÇÃO DE RELÓGIO
s repetidores digitais usualmente não possuem seu próprio relógio mais sim, extraem-no do próprio sinal
precisa ser recuperado para re-introduzir-se o sinal regenerado na mesma taxa que o sinal de
e entrada do recuperador de relógio é derivado da saída do amplificador. O circuito consiste em
e observar na figura a saída do circuito ressonante entra em um quadrador (comparador com
ETECTOR DE LIMIAR
função do detector de limiar é determinar a existência ou não de pulsos no sinal equalizado.
, conforme o
EGENERAÇÃO E AMPLIFICAÇÃO
uso do código de linha HDB-3 e neste caso mede-se a taxa de erro pelo uso detectado no sinal de alinhamento de quadro. Recomenda-se acionar um alarme local, sempre que a probabilidade de erro detectada exceder 10-4.
Existem outros códigos d
uso bem mais restritos. Um exemplo é o código 6 BZS-6 binary zero substitution - em que 6 zeros consecutivos são substituídos por B0VB0V, onde B ê um bit concordante com a seqüência AMI precedente, e V é um pulso de violação.
R
O
recebido. O relógio entrada. O sinal d
sua forma mais simples de um circuito LC sintonizado na freqüência correspondente a máxima energia do sinal.
Como se pod
zero) após o que é diferenciado para produzir então o relógio recuperado. O relógio recuperado será utilizado para regenerar o sinal na salda.
D
A
O detector pode constar simplesmente de um circuito comparador cuja saída será "1" ou "0"
sinal de entrada seja maior ou menor que um determinado limiar. Este limiar é escolhido para um valor igual a metade da amplitude do sinal equalizado, na entrada do detector. A detecção de pulsos positivos ou negativos é efetuada por meio de dois circuitos independentes e idênticos, porém com limiares opostos.
Da mesma forma que os sinais analógicos, os sinais digitais, após percorrerem as linhas de transmissão, sofrem certa degradação, ficando distorcidos e atenuados. Entretanto, ao contrário dos sistemas analógicos que equalizam e amplificam o sinal degradado, os sistemas digitais equalizam e regeneram os pulsos, donde se pode concluir uma vantagem desses sistemas, ou seja, degradações provocadas em uma seção não se propagam as outras, pois os sinais na saída desses regeneradores tem exatamente as mesmas características do sinal na saída do terminal de transmissão.
Na figura representam-se os sinais nos vários pontos já vistos.
Como se pode observar então, a cada transição positiva do clock recuperado os sinais nas saídas dos detectores de limiar são "lidos" e ficam neste valor na entrada do amplificador, enquanto o clock estiver em "1".
TELEALIMENTAÇÃO
Nas figuras abaixo, esboça-se o principio mais usual para a telealimentaçao dos repetidores de linha. A telealimentaçao é efetuada com corrente constante (da ordem de 50 mA, valor este função do consumo do repetidor) sendo a tensão fixada por um diodo zener em cada repetidor. A tensão nas extremidades do gerador de corrente (da ordem de 150 v; ±75v), a resistência do fio e a distância entre repetidores determinam então o número máximo de repetidores alimentados por um único ponto (usualmente da ordem de 10). Assim, sem pontos intermediários de alimentação, o número máximo de repetidores entre dois terminais é de aproximadamente 20.
SUPERVISÃO DE LINHA
Os equipamentos de supervisão têm a finalidade de monitorar a linha de transmissão e os repetidores a ela ligados, a partir do equipamento terminal. Descrevem-se a seguir dois processos mais usuais.
• No primeiro método cada repetidor de uma determinada caixa deve possuir uma saída auxiliar (através de um enrolamento especial no transformador de saída, por exemplo), as quais serão conectadas a um filtro seletivo e a saída deste a um par de serviço. A cada caixa de repetidor associa-se uma freqüência na faixa 1 a 3 KHz. Ao se iniciar o teste de localização de falha de uma determinada linha lança-se na mesma um sinal digital com uma componente fundamentai na freqüência do filtro da 1a. caixa. A amplitude do sinal de retorno no par de serviço da então indicação do bom funcionamento do repetidor em questão. Mudando-se a freqüência sucessivamente localiza-se o repetidor defeituoso da linha sob teste. Na figura representa-se o processo descrito.
No bloco E efetua-se a soma dos sinais obtidos de todos os repetidores da caixa, sendo deste forma a parte representada dentro do tracejado comum a todos eles. O processo apresenta a desvantagem de não se poder testar todos os repetidores de uma caixa a partir de um único ponto.Cada sentido de transmissão é testado a partir de um equipamento terminal.
atenuação e compatível para o sinal de entrada necessário n
outros fatores que influem no projeto
pode-numero de sistemas operando no cabo.
dente (distancia e calibre do fio).
a dada taxa de erro, etc.
s ruídos gerados pelas centrais telefônicas (transitórios gerados pela operação de relês) ocupam uma
ARACTERÍSTICAS DO SISTEMA PCM PRIMÁRO
LINHAMENTO DE QUADRO
m um equipamento PCM multicanal
erda de alinhamento de quadro ocorre em caso de falha do equipamento ou alta taxa de erro no meio e,
sinal de alinhamento de quadro, no sistema Os reles de cada caixa podem ser comandados por corrente no par de serviço, pulsos na alimentação ou tons especiais. Na figura representa-se o processo descrito, para este caso.
DISTANCIA ENTRE REPETIDORES
Os cabos multipares que interligam centrais telefônicas, quando usados na banda base, são pupinizados para tornar a resposta em freqüência plana na faixa de áudio. As bobinas de pupinização distam entre si de 1500 a 2000 metros (6000 pés = 1830 metros) bobinas de 88 mH.
Para a distancia nominal de 1830 metros a atenuação dos cabos usuais em PCM, em 1 MHz, é da ordem de 36 dB. Esta o repetidor permitindo então simplesmente trocar-se as bobinas de pupinização, por repetidores digitais, para o cabo ser usado em sistemas PCM. Evidentemente o projeto da linha e bem mais complexo e entre
se salientar:
-
- paradiafonia entre pares. - atenuação do trecho prece
- relação sinal / ruído mínimo na entrada do repetidor para um
O
faixa muito larga do espectro e se os sinais PCM que chegam ao terminal possuírem nível muito baixo poderá resultar em um aumento substancial da taxa de erro. Desta forma, usualmente, o lance de linha junto a uma central é a metade do comprimento para a distância entre repetidores.
C
A
E
é absolutamente essencial que o canal 1 transmitido, por exemplo, seja corretamente identificado no lado receptor como canal 1, assim como para os seus subseqüentes. Para garantir este alinhamento usa-se um sinal padrão para o alinhamento de quadro gerado no lado transmissor e usado como referência para todos os bits subseqüentes até o próximo sinal de alinhamento de quadro.
P
conforme recomendação ITU-T; considera-se o alinhamento de quadro perdido quando 3 sinais de alinhamento de quadro consecutivos são incorretamente recebidos.
O
BIT 1 2 3 4 5 6 7 8
Intervalo de tempo do canal 0, contendo sinal de alinhamento de quadro (1) 0 0 1 1 0 1 1
Sinal d alin am to qu droe h en de a Intervalo de tempo do canal 0, não contendo sinal de alinhamento de quadro. (1) 1 (2) (3)
(1) reservado para uso internacional. No momento fixado em 1,
nal.
sinal de alinhamento de quadro será considerado recuperado quando:
1. Pela primeira vez no quadro X foi observado o sinal de alinhamento de quadro correto.
ento de quadro correto.
alha na ocorrência de uma destas situações determinara uma nova investigação a ser iniciada no quadro
mento descrito pode ser representado no diagrama de fluxos a seguir:
rem tomadas em caso de
o terminal local A:
. acionar alarme local.
unicação nos canais
. o bit 3 do intervalo de tempo do canal "0" dos
ar a todos canais de sinalização
mento de comutação que
o terminal distante B:
uando for recebido no terminal distante B o bit
. acionar alarme local.
nto de comutação que
INCRONIZAÇÃO
ara permitir que o transmissor e o receptor do
(2) transmissão de alarme.
(3) reservado para uso nacio
O
2. Observa-se ausência de alinhamento de quadro no quadro (X+1). 3. Pela segunda vez no quadro (X+2) foi observado o sinal de alinham
F (X+2). O procedi
As providências a se
falha no alinhamento de quadro são as seguintes:
N
1
2. bloquear a com
telefônicos na direção de recepção,
3
quadros que não contenham informação de alinhamento de quadro, deve ter seu estado "0" mudado para "1" na direção de transmissão de A para B.
4. aplic
recebidos do equipamento multiplex do terminal distante B, dentro do tempo de 6 mseg, a condição de sinalização correspondente ao estado "1" na linha.
5. indicar ao equipa
ocorreu perda de alinhamento de quadro para que os circuitos sejam removidos do serviço.
N
Q
3 do intervalo de tempo de canal 0 dos quadros que não contenham o sinal de alinhamento de quadro do estado "1", indicando perda de alinhamento de quadro no terminal A, os seguintes procedimentos devem ser adotados:
1
2. indicar ao equipame
ocorreu perda de alinhamento de quadro para que os circuitos sejam removidos de serviço.
S
P
terminais estejam sincronizados para que os sinais de relógio dos dois terminais ocorram a mesma taxa média.
O equipamento transmissor possui um relógio (usualmente dentro do próprio equipamento) que gera os sinais necessários para controlar as várias funções e que determina a taxa que o sinal digital é gerado para transmissão para o lado receptor.
O sinal digital tem uma taxa que é diretamente proporcional ao relógio do equipamento e pode assim variar entre limites finitos como, por exemplo, ±50 partes por milhão (recomendação ITU-T para o sistema primário de 30 canais).
Desta forma entre as taxas de transmissão e recepção poderíamos ter uma diferença de ate 100 ppn. Se no lado receptor forçássemos a recepção com a taxa do equipamento (ou seja, a taxa de transmissão) de tempo em tempo a diferença excederia o tempo de um bit e perderia-se o alinhamento de quadro.
Para evitar isto, o terminal receptor não usa um relógio independente e sim o gera a partir do próprio sinal digital recebido, o que garante que os dois terminais estarão trabalhando na mesma taxa media, ou seja, sincronizados. Diz-se neste caso que o terminal receptor é "escravo" do transmissor. Considerando um sistema completo de transmissão nos dois sentidos é usual que cada direção seja completamente independente, isto é, cada terminal de transmissão tenha seu próprio relógio, Entretanto é as vezes prático, por exemplo, que o terminal de transmissão A proveja sincronismo para o terminal receptor B, o terminal transmissor B seja "escravo" à sua recepção, o terminal receptor de A "escravo" ao de transmissão de B. Conseqüentemente todos os quatro terminais estarão funcionando a mesma taxa originada no terminal transmissor A, porem com uma diferença de fase da transmissão e recepção em A devido a atraso no meio de transmissão digital.
A recuperação de relógio do sinal digital recebido exige que haja transições suficientes no sinal recebido. Um método comum de recuperar-se o relógio é excitar um circuito ressoante, de fator de mérito Q
adequado, com o sinal digital recebido, de forma que o circuito continua oscilando por um tempo limitado mesmo na ausência de transições.
Como canais livres podem gerar longas seqüências de zeros usa-se o processo de inverter-se digitos alternadamente (apenas para os canais vocais invertem-se os bits 2, 4, 6 e 8}. Desta forma o código
00000000 ê transmitido como 01010101 conseqüentemente o código 01010101 é transmitido como
00000000.
Este procedimento faz com que o código zero seja apenas transitório e em condições normais a probabilidade de dois canais consecutivos transmitirem este código é muito pequena.
SINALIZAÇÃO E ALINHAMENTO DE MULTIQUADRO
Conforme se verá adiante a sinalização é enviada no canal 16 e de quadro em quadro refere-se a um canal diferente. Deste modo torna-se necessário um alinhamento de multiquadro para podermos interpretar corretamente a sinalização presente.
A estrutura do canal 16, recomendado pelo ITU-T para o sistema primário de 30 canais, é a seguinte:
Intervalo de tempo do
canal 16 do quadro 0 Intervalo de tempo do canal 16 do quadro 1 Intervalo de tempo do canal 16 do quadro 2 - - - - Intervalo de tempo do canal 16 do quadro 15 abcd abcd abcd abcd abcd abcd 0000xyxx
Canal 1 Canal 17 canal 2 canal 18 - - - - Canal 15 canal 31
1. Para evitar simulação do sinal de alinhamento de nultiquadro pelos elementos binários de 1 a 4 dos intervalos de tempo do canal 16 dos quadros de 1 a 15, a combinação 0000 destes elementos não deve ser utilizada para fins de sinalização.
2. x é um bit de reserva que será "1" quando não usado. 3. y bit indicativo da perda de alinhamento de multiquadro.
4. Os bits b, c ou d quando não usados devem ter os seguintes valores, b=1, c = 0 e d = 1.
Os dois circuitos de alinhamento (quadro e multiquadro) são separados. Existe, entretanto uma ligação que provoca alinhamento de multiquadro quando se detecta perda de alinhamento de quadro. Isto é justificável, pois a maioria dos casos o procedimento para alinhamento de quadro provoca uma perturbação nos circuitos de temporização que por sua vez provoca uma perda de alinhamento de multiquadro. Isto permite ao circuito iniciar a procura do alinhamento de multiquadro antes que fosse considerado fora de alinhamento, pelo método de detecção de duas falhas, reduzindo assim o tempo de recuperação.
Quando for detectada perda de alinhamento de multiquadro no equipamento terminal A de um enlace A-B os seguintes procedimentos devem ser adotados:
No terminal local A
1. Aplicar a todos os canais de sinalização recebidos do equipamento multiplex do terminal distante B, dentro do tempo de 6 mseg, a condição de sinalização correspondente ao esta do "1" na linha.
2. A parte do equipamento PCM que detectar a perda de alinhamento de multiquadro; dentro de tempo de 6 mseg, deve acionar um alarme para possível uso no equipamento de sinalização no terminal local A.
3. O elemento binário 0 do intervalo de tempo do canal 16 do quadro 0, deve ter seu estado "0" mudado para o estado "1" na direção de transmissão de A para B.
No terminal distante B
Quando for recebido no terminal distante B, o elemento binário 0 do intervalo de tempo de canal 16 do quadro 0 no estado "1" indicando perda de alinhamento de multiquadro no terminal a, os seguintes procedimentos devem ser anotados:
1. Aplicar a todos os canais recebidos do equipamento Multiplex A, dentre do tempo de 6 mseg a condição de sinalização correspondente ao estado “1” na linha.
2. A parte do equipamento PCM que detectar a perda de alinhamento de multiquadro, dentro do tempo de 6 msg, deve acionar um alarme para possível uso no equipamento de sinalização no terminal distante B.
O numero de sistemas de sinalização existentes é tão grande e diversificado que é praticamente impossível descrevê-los.
Vamos desta forma apenas nos deter nos princípios básicos mais usuais.
Quando o sistema PCM substitui um circuito convencional as condições DC de sinalização podem ser substituídas por sinais digitais. Uma forma é manter o conjunto de relês da central e prover-se uma unidade de sinalização com o sistema PCM. Esta solução denomina-se sinalização por fios E e M. As condições de sinalização da central são transmitidas ao sistema PCM através do "estado" dos fios E e M.
Na figura representam-se as conexões possíveis para estes fios: direta ou fantasma. O estado do fio M é transmitido (no canal 16 do quadro que lhe corresponde, 4 fios para cada canal no máximo ) a uma taxa de 500 bits / seg. No lado do receptor devemos reconstruir o estado do fio E. Para tanto pode-se usar um flip-flop tipo RS, que e setado ou resetado conforme o esta do fio, no tempo do canal 16 que lhe corresponde. Está é uma forma para reconstruir o estado do fio E remoto (fio M transmitido do terminal remoto).
Como a duração de um multiquadro é de 2 mseg cada alocação de bit, de um dado canal de sinalização, corresponde a um canal de dados na taxa 500 bits / seg; considerando-se as 4 alocações efetivas para cada canal, a taxa é de 2 Kbits / seg e finalmente considerando-se os 32 canais a taxa é de 64 Kbits / seg.
Na pratica o procedimento mais usual é construir-se, na unidade de sinalizarão, um trem digital a taxa de 64 Kbits / seg. Este sinal é então inserido nos canais 16 dos quadros que contém sinalização. Este procedimento é vantajoso por poder-se construir parte da unidade de sinalização independentemente da sua forma, tornando este procedimento mais geral.
UNIDADES DE CANAL
Na figura temos um esquema ilustrativo de uma parte de um equipamento multiplex PCM de 30 canais. Ali temos 30 unidades iguais uma para cada canal. Cada uma destas unidades tem uma híbrida, para prover a transformação de 2 para 4 fios. No sentido do transmissor temos um limitador, para evitar sobrecarga de tensão na entrada do codificador, um filtro passa baixas para evitar que ruído fora da faixa de áudio interfira na codificação (em alguns equipamentos tem-se um filtro passa alta em cascata), e uma chave analógica para fazer a amostragem. No sentido da recepção temos uma chave analógica seguida de um segurador de tensões, para aumentar a energia do sinal decodificado, e um filtro passa baixa para eliminar componentes fora da faixa devidas a amostragem. Em geral, o filtro de recepção tem corte mais acentuado já que o sinal que entra no mesmo tem componentes fora da faixa de áudio com amplitudes grandes, ao contrário do filtro de transmissão. A seguir relacionam-se as especificações principais das unidades de canal.
RESPOSTA DE FREQÜÊNCIA
Obs: A freqüência de referência é 800 Hz e o nível de transmissão 0 dBm0.
ATRASO DE GRUPO
A variação, em função da freqüência, do atraso de grupo na saída de qualquer canal em relação ao mínimo atraso de grupo obtido quando injetado na entrada correspondente, um sinal senoidal no nível 0 dBm0, não deve exceder os limites especificadores no gráfico :
PERDA POR RETORNO
A perda por retorno, nos pontos de entrada e saída dos canais de voz, medida contra uma impedância de valor igual a 600 ohms resistivos, não deve ser inferior a 20 dB em qualquer freqüência na faixa de 300 Hz a 3400 Hz.
GRAU DE DESEQUILÍBRIO PARA TERRA
O grau de desequilíbrio para terra, nos pontos de entrada e saída dos canais de voz, deve ser maior que 43 dB em qualquer freqüência na faixa de 300 Hz e 3400 Hz.
RUÍDO DE CANAL LIVRE
1. Os ruídos ponderados do canal livre, medidos com a entrada e saída do canal PCM terminados com a impedância de 600ohms, não deverão exceder a -65 dBm0p.
2. O nível de qualquer freqüência simples (particularmente 8.000 Hz e seus múltiplos), medido seletivamente, não deverá exceder -50 dBm0.
3. O ruído próprio. A contribuição de ruído devido apenas a recepção do equipamento terminal, quando em sua entrada é injetado um sinal numérico cujo código correspondente na saída do decodificador é o número 1, não deve exceder -75 dBm0p.
DISCRIMINAÇÃO CONTRA ENTRADA DE SINAIS FORA DE FAIXA
1. Sinais senoidais fora da faixa (4,6 ~ 72 KHz) aplicados na entrada do canal PCM, com níveis adequados, produzirão freqüências imagens dentro da faixa (0,3 ~ 3,4 KHz). Os níveis destas freqüências imagens, na saída, deverão ser pelo menos, 25 dB abaixo do nível de teste nominal do canal PCM.
2. O ruído adicional introduzindo na saída de qualquer canal, devido a presença de sinais fora da faixa de 0 a 4 KHz na entrada correspondente, não deve exceder 100 pW0p.
SINAIS ESPÚRIOS FORA DA FAIXA NA SAÍDA DO CANAL
1. O nível dos sinais imagem espúrios fora da faixa voz, medido seletivamente na saída de qualquer canal quando injetado na entrada correspondente um sinal senoidal de freqüência dentro da faixa de 300 Hz a 3400 Hz e nível 0 dBm0, deve ser inferior a -25 dBm0.
2. A diafonia inteligível ou ininteligível (em um canal FDM, conectado ao canal PCM) devido a sinais espúrios fora da faixa na salda do canal PCM, não deve exceder -65 dBmO,
INTERMODULAÇAO
1. O nível do produto de intermodulaçao definido por: duas (2) vezes a freqüência f1 menos a freqüência f2 Æ(2f1 - f2), medido na saída de qualquer canal quando injetado simultaneamente na entrada correspondente dois sinais senoidais de freqüência f1 e f2, não relacionados
harmonicamente, na faixa de 300 Hz a 3400 Hz e em níveis iguais na faixa de -7 dBm0 a -21 dBm0, deve estar 35 dB abaixo do nível de qual quer um dos sinais de entrada.
2. Um sinal de -9 dBm0 na faixa de 300 Hz a 3400 Hz e um sinal de 60 Hz com -25 dBm0, aplicados simultaneamente a entrada de um canal devem produzir um nível de produto de intermodulaçao menor que -49 dBm0 „
SINAIS ESPÚRIOS DENTRO DA FAIXA NA SAÍDA DO CANAL
Com um sinal na faixa de 700 -1100 Hz (excluindo-se os submúltiplos de 8 KHz) de nível 0 dBm0 aplicado a entrada de um canal, o nível na saída correspondente em qualquer freqüência na faixa de 300 Hz a 3400 Hz diferente da freqüência do sinal injetado, medido seletivamente, deve ser menor que -40 dBm0.
VARIAÇÃO DO GANHO EM FUNÇÃO DO NÍVEL DE ENTRADA
Com uma onda senoidal na faixa de 700 -1100 Hz (excluindo-se os submúltiplos de 8 KHz) aplicada a entrada de qualquer canal e com nível entre -55 dBm0 e +3 dBm0, a variação do ganho deste canal em particular, com relação ao ganho obtido com o nível -10 dBm0, deve estar dentro dos limites da figura.
INTERFERÊNCIA DE SINALIZAÇÃO
O nível de interferência, medido na saída de qualquer canal quando todos os circuitos de sinalização estiverem ativados, não deve exceder -60 dBm0p.
ESTABILIDADE DE NÍVEL
O nível medido na saída de qualquer canal, em condições normais de operação (com as variações permitidas de alimentação e temperatura), quando injetado na entrada correspondente um sinal senoidal na faixa de 300 Hz a 3400 Hz e nível 0 dBm0, não deve variar mais que:
1. ±0,2 dB, durante qualquer intervalo de 10 (dez) minutos de operação.
2. ±0.5 dB, durante qualquer intervalo de 30 (trinta) dias de operação.
3. ±1,0 dB, durante qualquer intervalo de 1 (um) ano de operação.
Cada chave analógica de transmissão e recepção fecha a um tempo, de forma que temos sempre uma e apenas uma unidade de canal ligada ao codificador e ao decodificador. Estes, como se vê, são então partilhadas pelas 30 unidades de canal através de um multiplex no tempo.
Como podemos observar na figura, há duas barras de sinais, uma ligada a entrada do codificador as unidades de canal através das chaves de transmissão e outra ligando a saída do decodificador as unidades de canal através das chaves de recepção. Os sinais presentes nestas barras são trens de pulsos que contém amostras dos 30 canais de áudio, multiplexados no tempo. É evidente que este sinal é de faixa bastante larga, e, portanto, a informação contida neste trem só é facilmente recuperável se os caminhos por onde passarem estes sinais corresponderem a sistemas de faixa larga de passagem. Esta característica do sinal PAM obriga que cuidados técnicos especiais sejam tomados com este sinal. Capacitâncias distribuídas, por exemplo, tendem a limitar a faixa de passagem do sistema, com um conseqüente aumento da diafonia entre canais adjacentes. Especificase que a diafonia entre canais PCM não deverá exceder -65dBm0.
Existem técnicas que minimizam a deterioração da informação contida nestes trens de pulsos, sendo uma das mais usadas é a de se dividir os canais em dois grupos - canais pares e canais impares - cada um destes grupos ligados a una barra distinta. Os sinais destas duas barras são colocados alternadamente na entrada do codificador (no caso da transmissão), através de chaveamento. Desta forma consegue-se um tempo de guarda entre canais adjacentes da mesma barra de largura igual a largura de um canal, Como se sabe, o tempo de guarda propicia uma melhor separação entre canais adjacentes.
Os sistemas de 3024 canais, padronizados pelo ITU-T, são de uso difundido principalmente fora dos USA e usa a taxa de 2.048 Kbit / seg para a transmissão.
Os sinais analógicos de canais são quantizados em 8 bits na lei A, a taxa de amostragem de 8 KHz. Isto nos levaria a taxa de 2.048 Kbits / seg, e a cada quadro tem 256 bits, resultando então na. taxa de:
