CAPÍTULO 5 - FILTROS ATIVOS DISTRIBUÍDOS PARA A CORREÇÃO DO
5.5 R ESULTADOS EXPERIMENTAIS
Nas Figs. 5.20 e 5.21 são apresentados os diagramas de potência e de controle do filtro ativo monofásico empregando o inversor de tensão em ponte completa implementado. O inversor de tensão em ponte completa é da Semikron com dois módulos (braços) SKM150GB 063D. Para a amostra da corrente da rede e da tensão do barramento CC foram utilizados sensores de efeito Hall. No capítulo 2, no qual foi apresentada a implementação um inversor de tensão em ponte completa de 1,6kVA, não foi necessário isolar a amostra da tensão no barramento CC. No entanto, verificou-se em laboratório, que para potências maiores há a necessidade de se isolar este sinal devido à corrente de modo comum que circula entre o circuito de potência e o circuito de comando. Na Fig.
5.22 podem-se observar a corrente de modo comum na rede e na alimentação do circuito de comando. Esta corrente circulava entre o circuito de potência e o circuito de comando através do sensor resistivo da tensão no barramento CC, como se pode observar na Fig. 5.23. Este ruído provoca curto de braço, fazendo com que a proteção do driver SKHI23 atue, desabilitando o inversor. O instante em que o ruído provoca o curto de braço pode ser observado na Fig. 5.23. Mesmo colocando-se indutores acoplados na entrada, que apresentam uma elevada impedância para a corrente de modo comum, o curto de braço ainda ocorria, pois o ruído não foi completamente eliminado, como mostra a Fig. 5.24. Por isto optou-se pelo emprego de um optou-sensor de tensão de efeito Hall, de maneira que a amostra da tensão no barramento CC é isolada. Apesar do sensor de efeito Hall apresentar um custo maior, nesta faixa de potência é justificável o seu emprego.
Nas Figs. 5.26 e 5.27 são apresentados os resultados experimentais do filtro ativo compensando o conjunto de cargas de 6kW, apresentado da Fig. 5.25. A corrente da rede é senoidal e em fase com a tensão da rede, resultando em um fator de potência elevado.
cargas
5.20 – Diagrama de potência.
-15V 100nF15V
12 Controlador de Tensão
22kΩ
Controlador de Corrente
2,2nF
Fig. 5.21 – Diagrama de controle.
200mA/div. 200mA/div.
(a) (b)
Fig. 5.22 – Corrente (200mA/div.) de modo comum na entrada do filtro ativo (a) e na alimentação do circuito de comando (b).
gatilho S1
amostra tensão barramento (div. resist.)
gatilho S1
gatilho S2
(a) (b)
Fig. 5.23 – Tensão (2V/div.) monitorada no barramento CC e sinal de comando (10V/div.) de S1 (a), sinal de comando (10V/div.) de S1 e S2 no momento em que ocorre um curto de braço (b).
200mA/div. 200mA/div.
(a) (b)
Fig. 5.24 – Corrente (200mA/div.) de modo comum na entrada do filtro ativo (a) e na alimentação do circuito de comando (b), com o indutor de modo comum na entrada.
-+
Controlador de Corrente Lc
Cf
Hi(s)
Controlador de Tensão Hv(s) is
Vs
__
S ,S1 2
S3,S4 __
VT1 VT2+
-+
A Bx A isref B
Vm
-+ Vref
Vf' +
-Vf Rvf1
Rvf2
if io2
350µH 60Ω
1,88mF 109mH
3,1Ω io1 io total
io3
240µH
107mH 14,8Ω
io4
15Ω 560µH
Filtro Ativo
Completa VSI em Ponte
Fig. 5.25 – Filtro ativo compensando um conjunto de cargas.
Com a estratégia de controle proposta, o inversor de tensão pode operar como filtro ativo ou como retificador reversível de elevado fator de potência. Isto
porque a corrente da rede é observada e não a corrente na (s) carga (s). Na operação como filtro ativo o inversor é conectado em paralelo com as cargas e na operação como retificador reversível a carga é conectada no barramento CC do inversor, como mostra a Fig. 5.28. Na Fig. 5.29 são apresentados os resultados experimentais do inversor de tensão operando como retificador reversível. A corrente da rede é senoidal, resultando em um fator de potência elevado.
Vs is
5 10 15 20
0 10 20 30
2
TDHTotal= 4,23%
FP = 0,999 Rede:
TDHTotal= 27%
FP = 0,932 Carga:
componente harmônica (N) TDHN
(%)
fase = 15 o
fase = 0,9 o
(a) (b)
Fig. 5.26 – Tensão (100V/div.) e corrente (20A/div.) de entrada (a), espectro harmônico de is e io (b).
10A/div.
20A/div.
20A/div.
20A/div.
io1 io2
io3
io4
Vs
iototal
Vs
if
(a) (b) (c) Fig. 5.27 – Corrente nas cargas (a), tensão (100V/div.) da rede e corrente (20A/div.) total de carga (b),
tensão da rede e corrente no filtro ativo (20A/div.) (c)
+
-+
-+ Controlador de Corrente
Lc
Cf Vf
Rvf1 Rvf2
Vref Hi(s)
Controlador de Tensão Hv(s) is
Vs
__
S ,S1 2
S3,S4 __
VT1 VT2+
-+
A Bx A isref B
Vm
Vf' io
Ro CARGA
25,8Ω Completa
VSI em Ponte
Fig. 5.28 – Inversor de tensão em ponte completa operando como retificador bidirecional.
A operação do inversor de tensão como filtro ativo e como retificador reversível ao mesmo tempo, também é possível. O inversor é conectado em
paralelo com as cargas não-lineares e no seu barramento CC conecta-se uma carga resistiva, como mostra a Fig. 5.30.
Vs is
5 10 15 20
0 10 20 30
2
TDHTotal= 4,26%
FP = 0,999
componente harmônica (N) TDHN
(%)
fase = 0,37 o Espectro Harmônico de is
Vf io
(a) (b) (c)
Fig. 5.29 – Tensão (100V/div.) e corrente (20A/div.) de entrada (a), espectro harmônico da corrente de entrada (b) e tensão (100V/div.) e corrente (5A/div.) na carga resitiva colocada no barramento CC (c).
-+
Controlador de Corrente Lc
Cf
Hi(s)
Controlador de Tensão Hv(s) is
Vs
__
S ,S1 2
S3,S4 __
VT1 VT2+
-+
A Bx A isref B
Vm
+
-Vf if io1
350µH
60,8Ω 1,88mF io total
io2
240µH
109mH 15Ω
Rvf1 Rvf2
-+ Vref Vf' Filtro Ativo + Retificador Reversível
io Ro CARGA
60,8Ω Completa
VSI em Ponte
Fig. 5.30 – Inversor de tensão em ponte completa operando como filtro ativo e como retificador reversível.
O filtro ativo compensa as cargas não-lineares e ao mesmo tempo absorve potência ativa da rede para a carga conectada em seu barramento CC. Na Fig.
5.31 pode-se observar a tensão e corrente da rede que é praticamente senoidal e em fase com a tensão da rede. Na Fig. 5.32 podem-se observar a corrente total das cargas não-lineares, a corrente no barramento CC e a corrente do filtro ativo, que apresenta uma componente fundamental devido à carga resistiva conectada em seu barramento CC. Este resultado mostra a flexibilidade da estratégia de controle proposta, uma vez que o mesmo inversor de tensão pode funcionar como filtro ativo e/ou como retificador reversível.
Vs is
5 10 15 20
0 10 20 30 40
2
TDHTotal= 3,5%
FP = 0,999 Rede:
TDHTotal= 41,4%
FP = 0,917 Carga:
componente harmônica (N) TDHN
(%)
fase = 6,85 o
fase = 0,24 o
(a) (b)
Fig. 5.31 – Tensão (100V/div.) e corrente (20A/div.) de entrada (a) e espectro harmônico da corrente de entrada.
Vs
iototal
Vs
if io
Vf
(a) (b) (c)
Fig. 5.32 – Tensão (100V/div.) da rede e corrente (20A/div.) total nas cargas não-lineares (a), tensão da rede e corrente (20A/div.) no filtro ativo (b) e tensão (100V/div.) e corrente (5A/div.) na carga resistiva
colocada no barramento CC (c).
5.6 CONCLUSÕES
Neste capítulo foram apresentados os filtros ativos distribuídos para a correção do fator de potência. O inversor de tensão em ponte completa controlado através do sensoramento da corrente da rede e modulado a três níveis foi utilizado como filtro ativo. Cada filtro ativo compensa um conjunto de cargas de maneira que as harmônicas de corrente e a potência reativa ficam confinadas ao conjunto de cargas ligadas ao filtro ativo. Desta forma, a possibilidade de interferência entre as cargas é praticamente eliminada, bem como a distorção da tensão no ponto de acoplamento comum (PCC) devido às harmônicas de corrente.
Resultados de simulação de uma instalação com três ramais com cargas lineares e não-lineares, com um filtro ativo monofásico em cada ramal são apresentados comprovando o desempenho dos filtros ativos distribuídos.
Um protótipo de 6kVA foi implementado em laboratório e seus resultados apresentados. O inversor de tensão em ponte completa com a estratégia de controle empregada permite o funcionamento do inversor como filtro ativo e/ou como retificador reversível, o que mostra a flexibilidade da estratégia de controle.
CONCLUSÕES GERAIS
Neste trabalho foram apresentados filtros ativos monofásicos do tipo paralelo para instalações de baixa potência. Tanto os inversores de tensão (VSI) como os inversores de corrente (CSI) foram utilizados como filtros ativos. As estratégias de controle empregadas para os inversores de tensão e de corrente estão baseadas no monitoramento da corrente da rede, conferindo um bom desempenho dinâmico aos filtros ativos. Isto porque não é necessário realizar nenhum cálculo, como por exemplo, da componente fundamental da corrente de carga, o que demandaria a observação de ao menos um período de rede. Outro ponto a destacar é a simplicidade do controle e sua facilidade de implementação prática.
No capítulo 2 foram estudadas diferentes topologias de inversores de tensão operando como filtros ativos monofásicos. Analisaram-se os inversores de tensão em meia-ponte, em ponte completa, com grampeamento no ponto neutro (NPC) e a conexão série de inversores, modulados a 2, 3 e 5 níveis, com controle por histerese e por valores médios instantâneos. Verificou-se que quanto maior o número de níveis da tensão Vab, melhor o desempenho do filtro ativo e menor a indutância de acoplamento Lc necessária. As principais características dos inversores estudados são:
• Inversor em meia ponte: Utiliza apenas dois interruptores que, no entanto ficam submetidos a uma tensão igual a 2 Vf. Este inversor pode operar com apenas dois níveis de tensão, o que implica em uma indutância Lc maior quando comparado com as topologias que operam a 3 e 5 níveis. Utiliza dois capacitores no barramento CC, o que exige um controle para garantir uma divisão eqüitativa de tensão entre os capacitores.
• Inversor em ponte completa: utiliza quatro interruptores, porém estes ficam submetidos a uma tensão igual à Vf .Pode operar com uma tensão Vab de três níveis com uma freqüência igual ao dobro da freqüência de comutação, o que permite a utilização de uma indutância Lc pelo menos quatro vezes menor quando comparado com o inversor em meia ponte. Utiliza apenas um capacitor no barramento CC.
• Inversor com grampeamento no ponto neutro (NPC): Com este inversor é possível operar com uma tensão Vab de “n” níveis, porém, a tensão Vab possui uma freqüência igual à freqüência de comutação, o que resulta em uma indutância Lc maior, quando comparado com as topologias na qual a tensão Vab apresenta uma freqüência maior que a freqüência de comutação.
• Conexão série de inversores: Com esta topologia é possível obter-se uma tensão Vab de “n” níveis com uma freqüência maior que a freqüência de comutação, resultando em uma indutância Lc menor quando comparado ao NPC.
Tanto o inversor com grampeamento no ponto neutro quanto a conexão série de inversores, modulados a três níveis, apresentam um número de semicondutores maior que o inversor em ponte completa modulado a três níveis.
Além disso, utilizam dois capacitores no barramento CC necessitando de um controle para garantir a divisão eqüitativa de tensão nestes capacitores. Em função disto, optou-se por empregar um filtro ativo de 1,6kVA baseado no inversor de tensão em ponte completa, modulado a três níveis, com controle por valores médios instantâneos, que foi implementado em laboratório. Resultados experimentais deste filtro ativo compensando cargas lineares, não-lineares e cargas em paralelo foram apresentados e a corrente da rede ficou em conformidade com a norma IEC 61000-3-2.
No capítulo 3 o pré-regulador abaixador (BUCK) de elevado fator de potência foi estudado, uma vez que a estratégia de controle proposta é extensível ao inversor de corrente. Resultados experimentais de um protótipo de 1,5kW foram apresentados comprovando a análise teórica. Como um exemplo de aplicação prática apresentou-se um pré-regulador abaixador de 360W operando como carregador de baterias, com uma malha de controle adicional da corrente média de saída, necessária para esta aplicação específica.
No capítulo 4 a estratégia de controle do pré-regulador abaixador foi estendida para o filtro ativo empregando o inversor de corrente em ponte completa modulado a três níveis. Resultados experimentais de um protótipo de 1,6kVA foram apresentados e comparados com o filtro ativo utilizando o inversor
de tensão em ponte completa apresentado no capítulo 2. Apesar do inversor de corrente ser uma topologia muito robusta, suas perdas são significativas, inviabilizando sua aplicação prática. No entanto, estas perdas excessivas são um problema tecnológico que pode vir a ser resolvido com o avanço da tecnologia de semicondutores. O simples emprego de interruptores capazes de suportar uma tensão reversa diminuiria as perdas em condução, pois os diodos em série com os interruptores não seriam mais necessários, tornando o filtro ativo CSI competitivo frente ao inversor de tensão.
No capítulo 5 foi apresentado o princípio básico dos filtros ativos distribuídos e seu funcionamento foi comprovado por simulação e experimentalmente. Cada filtro ativo compensa um conjunto de cargas de uma determinada instalação, de maneira que a potência reativa e as harmônicas de corrente ficam confinadas ao conjunto de cargas atendidas por um filtro ativo. Assim, as perdas por condução na fiação diminuem, bem como a distorção de tensão no ponto de acoplamento comum (PCC) devido às harmônicas de corrente. Além disto uma característica muito importante é a modularidade uma vez que, no caso de falha de um filtro ativo, a corrente total drenada da rede apresenta uma distorção harmônica em níveis aceitáveis, até a substituição ou manutenção do filtro ativo.
Como sugestão para trabalhos futuros apresentam-se os seguintes tópicos:
• A implementação de filtros ativos empregando os inversores de tensão e de corrente com o controle microprocessado.
• O estudo de filtros híbridos monofásicos para aplicações industriais, aproveitando os filtros passivos já existentes.
• O estudo de uma instalação na qual sejam utilizados os filtros ativos distribuídos e, sua comparação com a utilização de um único filtro ativo trifásico no ponto de acoplamento comum, bem como com filtros passivos e filtros híbridos, de maneira a determinar qual apresenta o melhor desempenho associado à menor volume e custo.
• Um estudo criterioso para determinar-se a partir de qual faixa de potência o inversor em meia ponte torna-se inviável, quando comparado ao ponte completa.
• Um estudo criterioso para determinar-se a partir de qual faixa de potência é viável utilizar inversores multiníveis (maior de 3 níveis) quando comparados ao inversor em ponte completa modulado a três níveis.
REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS
[1] INTERNATIONAL ELETROTECHNICAL COMISSION, IEC 61000-3-2 International Standard, Geneve-Switzerland, 1998.
[2] INTERNATIONAL ELETROTECHNICAL COMISSION, IEC 61000-3-4 International Standard, Geneve-Switzerland, 1998.
[3] INSTITUTE OF ELECTRICAL AND ELECTRONICS ENGINEERS, IEEE Recommended Practices for Harmonic Control in Electric Power System, IEEE 519, 1992.
[4] SILVA, C.S. Power Factor Correction with UC3854. Unitrode Application Note U-125, USA, 1990.
[5] PAICE, D. Power Electronics Converter Harmonic Multipulse Methods for Clean Power. USA: IEEE Press, 1996.
[6] POTTKER, F., COLLING, I. E., PÉRES, A., CRUZ, C. M. T., BASCOPÉ, R. T..
Emprego de Transformadores e Autotransformadores para a Diminuição do Conteúdo Harmônico Gerado por Conversores Estáticos de Potência. Relatório Interno, INEP, UFSC, 1998.
[7] SEIXAS, F.J.M., BARBI, I. A New 18-Pulse AC-DC Converter with Regulated DC Output and High Power Factor for Three-Phase Applications. Anais do COBEP, p. 582-587, 1999.
[8] NIERMAN, C. New Rectifier Circuits with Low Mains Pollution and Additional Low Cost Inverter for Energy Recovery. EPE Proceedings, p. 1131-1136, 1989.
[9] BRAVO, C.M. Retificador Trifásico com Alto Fator de Potência Usando Transformador de Interfase de Linha. Florianópolis, 1997. Tese de Doutorado em Engenharia Elétrica – Instituto de Eletrônica de Potência, UFSC.
[10] GYUGYI, L., STRYCULA, E. Active AC Power Filters. IEEE IAS Annual Meeting, p. 529-535, 1976.
[11] SASAKI, H., MACHIDA, T. A New Method to Eliminate AC Harmonic Current by Magnetic Compensation – Considerations on Basic Design. IEEE Transactions on Power Applications and Systems, vol. PAS-90, p. 2009, 1971.
[12] MOHAN, N., et al. Active Filter for AC Harmonic Suppression. IEEE/PES Winter Meeting, p. A77026-8, 1977.
[13] AKAGI, H., KANAZAWA, Y., NABAE, A. Instantaneous Reactive Power Compensators Comprising Switching Devices Without Energy Storage Components. IEEE Transactions on Industry Application, Vol. IA-20, p. 625-630, 1984.
[14] TAKEDA, M., IKEDA, K., TOMINAGA, Y. Harmonic Current Compensation with Active Filter. IEEE IAS Annual Meeting, p. 808-815, 1987.
[15] PENG, F.Z., AKAGI, H., NABAE, A. A New Approach to Harmonic Compensation in Power Systems – A Combined System of Shunt Passive and Series Active Filters. IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 26, p.
983-990, 1990.
[16] BHATTACHARYA, S. DIVAN, D. Synchronous Frame Based Controller Implementation for a Hybrid Series Active Filter System. IEEE IAS Annual Meeting, p. 2531-2540, 1995.
[17] FUJITA, H., AKAGI, H. A Practical Approach to Harmonic Compensation in Power Systems – Series Connection of Passive and Active Filters. IEEE Transaction on Industry Application, Vol. 27, p. 1020-1025, 1991.
[18] BALBO, N. et all, Simplified Hybrid Active Filters for Harmonic Compensation in Low Voltage Industrial Applications. IEEE/PES Int. Conf. Harmonics in Power Systems, p. 263-269, 1994.
[19] ZYL, A., ESLIN, J., SPÉE, R. Converters Based Solution to Power Quality Problems on Radial Distribution Lines, IEEE IAS Annual Meeting, p. 2573-2580, 1995.
[20] MORAN, S. A line Voltage Regulator/Conditioner for Harmonic Sensitive Load Isolation. IEEE Transactions on Industry Application, p. 947-951, 1989.
[21] GYUGY, L. A Unified Power Flow Control Concept for Flexible AC Transmission Systems. Inst. Elect. Eng. Proc., Vol. 139, pt. C, no. 4, p. 323-331, 1991.
[22] KAMRAN, F., HABETLER, T. G. Combined Deadbeat Control of a Series-Parallel Converter Combination Used as a Universal Power Filter. IEEE PESC Proceedinsg, p. 165-201, 1995.
[23] AKAGI, H., FUJITA, H. A New Power Line Conditioner for Harmonic Compensation in Power Systems. IEEE Transactions on Power Delivery, vol.
10, p. 1570-1575, 1995.
[24] CHOE, G., PARK, M. Analysis and Control of Active Power Filter with Optimized Current Injection. IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 4, no. 4, p. 427-433, 1989.
[25] YUNUS, H.I., BASS, R.M. Comparison of VSI and CSI Topologies for Single Phase Active Power Filter”, IEEE PESC Proceedings, p. 1892-1899, 1986.
[26] HSU, C.Y. ,WU, Y. A New Single-Phase Active Power Filter With Reduced Energy Storage Capacitor”, IEEE PESC Proceedings, p. 202-208, 1995.
[27] BARBI, I., PÖTTKER DE SOUZA, F. Power Factor Correction of Linear and Non-Linear Loads Employing a Single-Phase Active Power Filter Based on a Full-Bridge Current Source Inverter Controlled Through the Sensor of the AC Mains Current. IEEE PESC Proceedings, p. 387-302, 1999.
[28] TORREY, D.A., AL-ZAMEL, A. Single-Phase Active Power Filters for Multiple Non-Linear Loads. IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 10, p. 263-271, 1995.
[29] BARBI, I., PÖTTKER, F. Power Factor Correction of Non-Linear Loads Employing a Single-Phase Active Power Filter: Control Strategy, Design Methodology and Experimentation. IEEE PESC Proceedings, p. 412-417, 1997.
[30] ATAIDE, M.V., POMÍLIO, J. A. Single-Phase Shunt Active Filter: Output Filter and Control Loop Design. Anais do COBEP, p. 676-681, 1997.
[31] Microsim Design Center, 1997. Versão 8.0. Programa de Simulação de Circuitos Eletrônicos Analógicos e Digitais.
[32] MATHCAD.EXE. Versão 6.0. 1986-1995 Mathsoft, Incorporated.
[33] NABAE, A., TAKAHASHI, I., AKAGI, A. A New Neutral-Point Clamped PWM Inverter. IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 19, no. 5, p. 518-523, 1981.
[34] HOLTZ, J., STADFELD, S. An Economic Very High Power PWM Inverter for Induction Motor Drives. EPE Proceedings, p. 3375-3380, 1985.
[35] ENDO, H., YAMASHITA, T., SIGIURA, T. A High-Power-Factor Buck Converter. IEEE PESC Proceedings, p. 1071-1076, 1992.
[36] HIRACHI, K., IWADA, T. SHIBAYAMA, K. A Specific Control Implementation on Buck-Type Active Power Filtering Converters. INTELEC Proceedings, p. 444-449, 1995.
[37] BARBI, I., PÖTTKER DE SOUZA, F. A Unity Power Factor Buck Pre-Regulator with Feedforward of the Output Inductor Current. APEC Proceedings, 1999.
[38] VORPÉRIAN, V. Simplified Analysis of PWM Converters Using the Model of the PWM Switch. VPEC Seminar Tutorials, p. 1-9, 1988.
[39] TARDIFF, D., BARTON, T.H. A Summary of Resonant Snubber Circuits for Transistor and GTOs. IAS Proceedings, p. 1176-1180, 1989.
[40] INTERNATIONAL RECTIFIER APPLICATION NOTES. AN-978. Driving Buck Converters.
[41] VISSIM.EXE. Versão 3.2. 1989-1995 Visual Solutions, Incorporated.
[42] PÖTTKER, F. Correção do Fator de Potência de Cargas Não-Lineares Monofásicas Empregando Filtro Ativo. Florianópolis, 1997. Dissertação de Mestrado em Engenharia Elétrica – Instituto de Eletrônica de Potência, UFSC.
[43] MARTIGNONI. A. Transformadores. 2a Edição. Editora Globo, 1991.
[44] MC LYMAN, C.W. Transformer and Inductor Design Handbook. 8a Edição.
Nova York: Editora Marcel Dekker, 1998.
[45] MELO, V.A. Inversor Monofásico de Corrente com Controle por Modo Deslizante. Florianópolis, 1998. Dissertação de Mestrado em Engenharia Elétrica – Instituto de Eletrônica de Potência, UFSC.
ANEXOS 1
LISTAGEM DOS CIRCUITOS SIMULADO NO PSPICE
CAPÍTULO 2
2.1 INVERSOR DE TENSÃO EM MEIA PONTE
2.1.1 Controle por Histerese (Fig. 2.24, itmph.cir) vs 3 2 sin (0 311 60 0 0 0)
*filtro ativo vf1 1 2 400 .lib linear.lib
.model diodo d
.model interruptor vswitch (ron=0.1 roff=1meg von=5 voff=1)
.ic v(10)=16
.probe v(2) v(3) v(4) i(vs) i(lf) i(lr) v(5) v(1) v(8) v(11)
.lib
.tran 1u 200m 183.33333m 1u uic ; *ipsp*
.options itl4=200 itl5=0 abstol=10u reltol=10m vntol=10u ; *ipsp*
.end
2.1.2 Controle por Valores Médios Instantâneos (Fig. 2.26, itmpvm.cir) vs 3 4 sin (0 311 60 0 0 0)
*filtro ativo lf 3 5 1m ic=0
.model interruptor vswitch (ron=0.1 roff=1meg von=3 voff=1)
.model diodo d .lib
.tran 1u 200m 183.3333m 1u uic; *ipsp*
.probe v(3) v(4) v(5) v(6) i(vs) i(lf) i(lr)
.options itl5=0 itl4=200 abstol=15u vntol=10u reltol=.2
.end
2.2 INVERSOR DE TENSÃO EM PONTE COMPLETA 2.2.1 Controle por Histerese
A. Modulação a Dois Níveis de Tensão (Fig. 2.29, itpch2.cir) vs 3 4 sin (0 311 60 0 0 0)
*filtro ativo vf 6 7 400
.model interruptor vswitch (ron=0.1 roff=1meg von=5 voff=1)
.lib
.ic v(10)=16
.probe v(3) v(4) v(5) v(6) i(vs) i(lr) i(lf) .tran 1u 200m 183.3333m 1u uic ; *ipsp*
.options itl4=200 itl5=0 abstol=10u vntol=10u reltol=0.1 ; *ipsp*
.end
B. Modulação a Três Níveis de Tensão (itpch3.cir) vs 3 4 sin (0 311 60 0 0 0)
*filtro ativo vf 6 7 400 8.333333m 16.66666666m)
.model diodo d
.model interruptor vswitch (ron=0.1 roff=1meg von=5 voff=1)
.lib
.ic v(10)=16
.probe v(3) v(4) v(5) v(6) i(vs) i(lr) i(lf) .tran 1u 200m 183.3333m .5u uic ; *ipsp*
.options itl4=200 itl5=0 abstol=10u vntol=10u reltol=0.1 ; *ipsp*
.end
2.2.2 Controle por Valores Médios Instantâneos A. Modulação a Dois Níveis de Tensão (Fig. 2.32, itpcvm2.cir) vs 3 4 sin (0 311 60 0 0 0)
dr4 0 4 diodo ro 1 0 49
co 1 0 900u ic=280
*filtro ativo vf 6 7 400
.model interruptor vswitch (ron=0.1 roff=1meg von=5 voff=1)
.lib
.ic v(10)=16
.probe v(3) v(4) v(5) v(6) i(vs) i(lr) i(lf) .tran 1u 200m 183.3333m 1u uic ; *ipsp*
.options itl4=200 itl5=0 abstol=10u vntol=10u reltol=0.2; *ipsp*
.end B. Modulação a Três Níveis de Tensão (Fig. 2.34, itpcvm3.cir) vs 3 4 sin (0 311 60 0 0 0)
*filtro ativo lf 3 5 250u ic=0
.model interruptor vswitch (ron=0.1 roff=1meg von=5 voff=1)
.model diodo d .lib
.probe i(vs) i(lf) i(lr) v(3) v(4) v(5) v(6) .tran 1u 200m 183.3333m 1u uic ;*ipsp*
.options itl5=0 itl4=200 abstol=10u reltol=0.2 vntol=10u ; *ipsp*
.end
2.3 INVERSOR DE TENSÃO COM GRAMPEAMENTO NO PONTO NEUTRO (NPC) 2.3.1 Controle por Valores Médios Instantâneos
A. Modulação a Dois Níveis de Tensão (Fig. 2.38, inpc2.cir) vs 3 4 sin (0 311 60 0 0 0)
*carga
lr 3 2 150u dr1 2 1 diodo
dr2 0 2 diodo
.model interruptor vswitch (ron=0.1 roff=1meg von=4 voff=1)
.lib
.probe v(3) v(4) v(5) v(6) v(7) i(vs) i(lf) i(lr) .tran 1u 200m 183.3333m 1u uic ; *ipsp*
.options itl4=200 itl5=0 reltol=0.1 abstol=10u vntol=10u; *ipsp*
.end B. Modulação a Três Níveis de Tensão (Fig. 2.40, inpc3.cir) vs 3 4 sin (0 311 60 0 0 0)
.model interruptor vswitch (ron=0.1 roff=1meg von=5 voff=1)
.lib
.probe v(3) v(4) v(5) v(6) v(7) v(13) v(15) v(16) i(vs) i(lf) i(lr)
.tran 1u 200m 183.3333m 1u uic ; *ipsp*
.options itl4=200 itl5=0 reltol=0.2 abstol=10u vntol=10u; *ipsp*
.end C. Modulação a Cinco Níveis de Tensão (Fig. 2.43, inpc5.cir) vs 3 4 sin (0 311 60 0 0 0)
dr4 0 4 diodo
.model interruptor vswitch (ron=0.1 roff=1meg von=4 voff=1)
.lib
.probe v(3) v(4) v(5) v(6) v(7) v(9) v(10) i(vs) i(lf) i(lr) v(19) v(21)
.tran .5u 200m 183.3333m .5u uic ; *ipsp*
.options itl4=200 itl5=0 reltol=0.1 abstol=10u vntol=10u; *ipsp*
.end
2.4 CONEXÃO SÉRIE DE INVERSORES DE TENSÃO 2.4.1 Controle por Valores Médios Instantâneos A. Modulação a Três Níveis de Tensão (Fig. 2.47, itserie3.cir) vs 3 4 sin (0 311 60 0 0 0)
*filtro ativo lf 3 5 250u
*inversor 1
s1 6 5 0 18 interruptor
*inversor 2
s5 9 7 0 19 interruptor
d7 4 9 diodo
.model interruptor vswitch (ron=0.1 roff=1meg von=4 voff=1)
.probe v(3) v(4) v(5) v(6) v(7) i(vs) i(lr) i(lf) .lib
.probe v(3) v(4) v(5) v(6) v(7) i(vs) i(lr) i(lf) .lib