Linhas de atraso

Para a caracterização das linhas de atraso, foram realizadas medidas de seus parâ- metros S. Para isso, primeiramente foi conectado o analisador de rede às portas 1 e 2, do es- quema da Figura 5.4, e foram realizadas as medidas do 𝑆21 referentes a linha de atraso conec-

Analisador de espectro

Fonte de Tensão

tada ao trocador de fase. Em seguida, conectando o analisador de rede às portas 1 e 3, do es- quema da Figura 5.4, foram medidos os 𝑆₃₁ referentes a linha de atraso que possui filme de OG depositado sobre seu caminho acústico.

As linhas de atraso tiveram suas portas de acesso casadas na frequência central (160 MHz) na configuração como ilustrado na Figura 4.10. Os valores de cada componente do cir- cuito de casamento são apresentados na Figura 6.2.

Figura 6.2 – Valores dos componentes de casamento de impedância para caminho acústico sem filme (de cima), e para caminho com filme depositado sobre área ativa (de baixo).

A linha de atraso sem filme recebeu um circuito de casamento, que ao ser empre- gado possibilitou uma impedância de 50 Ω em ambas portas na frequência de 160 MHz. En- quanto que a linha de atraso com filme de OG, sobre a superfície do caminho acústico, foi casada de modo a tornar 𝑆₂₁= 𝑆₃₁. Na Figura 6.3 são apresentadas as impedâncias das portas nas seguintes cartas de Smith.

a) b)

Figura 6.3 – Carta de Smith dos resultados experimentais para as portas dos caminhos. a) Impe- dância nas portas 1 (linha cheia) e 2 (linha pontilhada) da linha de atraso casada sem o filme e com o trocador de fase conectado em série. b) Impedância nas portas 1 (linha cheia) e 3 (linha pontilhada) da linha de atraso com o

filme de OG.

Na Figura 6.3 está representado o perfil de impedância das linhas de atraso casadas. Na Figura 6.3a do gráfico está apresentada a linha de atraso, sem filme, casada e com trocador de fase conectado em série (Figura 5.4). É possível observar a impedância de acesso às portas 1 e 2, em que são representados respectivamente pela linha cheia e pela linha pontilhada. É observado pela distância do centro da carta de Smith ao padrão da impedância, que não ocorre um completo casamento em ambas portas. Na frequência central (160 MHz), o valor de impe- dância é de aproximadamente (43,14 − 23,44𝑗)Ω, para a porta 1 (𝑍₁₁), e (26,64 − 7,81𝑗) Ω para a porta 2(𝑍22). Esse fato ocorre por conta de componentes parasíticos no sistema, como

por exemplo: soldas e fios. A Figura 6.3b representa o perfil do casamento das portas 1 e 3 (Figura 5.4), que são representados respectivamente pela linha cheia e pela linha pontilhada. É possível observar o “descasamento” executada para resultar na igualdade entre as perdas dos sinais 𝑆31 e 𝑆21.

Ao variar a tensão de controle 𝑉_𝑔 do trocador de fase, é possível observar na Figura 6.4 perfil de impedância resultante na porta 2 do esquema da Figura 5.4.

Figura 6.4 – Mudança de impedância da porta 2 (saída do trocador de fase), para três tensões de controle 𝑉𝑔 do trocador de fase.

Os resultados das impedâncias para três tensões diferentes aplicadas ao trocador de fase, demonstram a baixa variação do perfil de impedância. Ao empregar o circuito de casa- mento de impedância à linha de atraso conectada ao trocador de fase, impede-se uma grande variação de sua impedância. Diante do uso do trocador de fase são reduzidos os efeitos da va- riação da perda de inserção, resultantes de transferências de potência variáveis, como descrito teoricamente na seção 4.3.3. É possível observar pela Figura 6.4 que por conta do casamento na frequência central (160 MHz), não ocorre uma variação grande de impedância para a fre- quência central, ocorrendo assim uma variação de aproximadamente 14Ω à medida em que foi alterado a fase do sinal.

As perdas de inserção, para os casos dos casamentos de impedância descritos, po- dem ser observadas na Figura 6.5.

Figura 6.5 – Resultado experimental das perdas de inserção das linhas de atraso, em que a curva cheia é o caminho com o filme depositado, e a curva pontilhada é o caminho sem o filme com o trocador de fase

conectado.

A Figura 6.5 apresenta o resultado experimental das perdas de inserção das linhas de atraso com circuito de casamento. Ambas linhas possuem perda de inserção, de aproxima- damente 12 dB na frequência central (160 MHz). As perdas de inserção dos parâmetros 𝑆₂₁e 𝑆₃₁ são representadas, respectivamente, pela curva pontilhada e pela curva cheia. Ocorre uma mudança de aproximadamente 200 KHz na resposta da frequência central entre as duas curvas. Essa mudança está dentro da faixa tolerável e ocorre por conta da existência de variações tec- nológicas no processo de produção das linhas de atraso, essas variações têm origem nos pro- cessos de corrosão lateral (undereatching) úmida e variações na espessura da metalização dos IDTs. Na figura também é possível visualizar ondulações geradas pelo efeito do TTI, que possui uma magnitude menor no sinal 𝑆31, pois esse possui uma impedância na carga menor, quando

comparada com a impedância da porta do caminho acústico 𝑆21.

Ao comparar a resposta, no domínio da frequência da perda de inserção do sinal da Figura 6.5, com o modelo obtido teoricamente na Figura 4.6, são observadas diferenças na re- produção da resposta esperada (função Sinc). Essa diferença ocorre, principalmente por conta

de resistências parasitas introduzidas no sistema. Por intermédio do analisador de rede é possí- vel analisar tais impedâncias parasitas, obtendo experimentalmente a condutância e susceptân- cia das portas das linhas de atraso. O resultado dessas medidas está expresso na Figura 6.6.

a) b)

Figura 6.6 – Características da porta1, parâmetro 𝑌₁₁ do caminho acústico sem filme e com cir- cuito de casamento. a) G(f) condutância normalizada para condutância na frequência central(160MHz) .b) B(f)

susceptância normalizada para a condutância para a frequência central.

Na Figura 6.6 está representada algumas das características da porta 1 do caminho acústico sem o filme com o casamento de impedância. Na Figura 6.6a é demonstrado o resul- tado do perfil da condutância normalizada e a Figura 6.6b a suscpetância normalizada, com relação a condutância da frequência central. É possível notar que na porção central a resposta em forma de ondulações ocasionada pelo TTI, também deve-se destacar que a condutância, que foi relativamente alta nos pontos de frequência iguais a 161 e 159 MHz, já que no caso ideal deveria ser igual a zero, como é observado na figura 1.6. Esse efeito na condutância é gerado por conta de resistência parasita no circuito, o que acaba por alterar a forma da perda de inserção resultante.

Ao conectar as portas 2 e 3 do circuito, representado na Figura 5.4, foi possível medir as perdas de inserção resultantes da contribuição de ambas linhas de atraso, e por advento do trocador de fase foi possível alterar a fase entre os sinais provenientes de cada caminho acústico e medir o sinal resultante. Na Figura 6.7 são apresentados os resultados para esse pro- cedimento para duas tensões 𝑉_𝑔 correspondentes a 0° e 120°.

Figura 6.7 –Perdas de inserção resultante do circuito com a porta 2 e 3 conectados. Curva cheia representa as perdas de inserção para 0° de diferença de fase entre os sinais, enquanto que a curva pontilhada re-

presenta as perdas para 120° de diferença de fase entre os sinais.

Na Figura 6.7, é possível observar representado pela curva cheia o sinal resultante para o caso em que não ocorreu diferença de fase entre os sinais, possuindo uma perda de in- serção na frequência central de aproximadamente 13,5 dB. Enquanto a curva pontilhada, para o caso em que ocorreu uma diferença de 120° entre os sinais, possuindo uma perda de aproxi- madamente 16,5 dB, em que se observa que o formalismo da soma de dois vetores é respeitado.