4 RESULTADOS DE SIMULAÇÃO E EXPERIMENTAIS
4.4 RESULTADOS DE AMBOS OS ESTÁGIOS INTERLIGADOS
4.4.3 Rendimento de Ambos os Estágios Interligados
O rendimento, para vários níveis de potência, do sistema completo foi calculado usando os resultados obtidos em 4.2.2 e 4.3.2.
Ambos os conversores foram alimentados com fontes de tensão contínua para fazer o levantamento das curvas de rendimento, e posteriormente foi feita a multiplicação dos rendimentos ponto a ponto para diferentes níveis de potência de saída.
A curva de rendimento obtida é apresentada na Figura 4.25, onde, observa-se que o rendimento global do sistema é maior do que o especificado em 1.5.2, em praticamente toda a faixa de potência.
Para a potência nominal de 850 W, tem-se um rendimento aproximado de 86,5%, considerando que o sistema proposto possui dois estágios de processamento de energia, então, o resultado se encontra dentro do esperado.
Figura 4.25 – Rendimento global do sistema.
4.5 CONCLUSÕES
Neste capítulo foram apresentados resultados experimentais correspondentes a ambos os estágios de processamento de energia por separado, e resultados de simulação computacional complementados com resultados experimentais para o sistema completo.
Estes resultados mostram, de maneira geral, que os estudos teóricos e projetos realizados nos capítulos 2 e 3 são válidos. No caso do conversor cc-cc Push-Pull modificado com grampeamento ativo, comprovou-se, experimentalmente, o correto funcionamento tanto do circuito de potência, como do circuito de controle baseado no MPPT Hill Climbing. Além disso, mediu-se no laboratório a curva de rendimento do conversor com resultados satisfatórios.
No caso do conversor cc-ca Full-Bridge, comprovou-se, experimentalmente, o correto funcionamento do circuito de potência operando em malha aberta. O rendimento deste estágio é aproximadamente 94% a plena carga.
Por outro lado, os resultados de simulação computacional utilizando o programa OrCAD complementados dos resultados experimentais expostos em 4.4.2, validam o projeto de controle por corrente média correspondente ao segundo estágio de funcionamento e a operação de ambos os estágios interligados. Estes fatos podem ser conferidos na Figura 4.21, Figura 4.22, Figura 4.23 e Figura 4.24.
Como foi mencionado em 4.4.2 se observou problemas no funcionamento do segundo estágio atribuído a ruídos de modo comum gerados pela comutação dos interruptores do
50 150 250 350 450 550 650 750 850 950 83 84 85 86 87 88 89 90 Pot ência [W] R endi m ent o [ % ]
circuito de potência. A este problema contribuíram a construção deficiente das placas de circuito impresso. Considera-se que estes problemas poderiam ser minimizados usando sensores de corrente e tensão isolados para amostrar os sinais de controle e construindo um novo protótipo com critérios construtivos mais adequados.
O rendimento global do sistema operando a plena carga é aproximadamente 86,5%, este valor é aceitável, considerando que o sistema possui dois estágios de processamento de energia.
CONCLUSÃO GERAL E RECOMENDAÇÕES
O conversor cc-ca Push-Pull Modificado/Full-Bridge proposto para a interligação de um sistema fotovoltaico de pequeno porte à rede elétrica de baixa tensão monofásica, foi estudado teoricamente, projetado, desenvolvido e validado mediante diversos testes de simulação e experimentais.
Os resultados obtidos, como pode ser observado no Capitulo 4, mostram que o sistema proposto opera no ponto de máxima potência (MPP) do arranjo fotovoltaico e que é capaz de injetar energia à rede elétrica de baixa tensão monofásica (220 Vac), com um rendimento na potência nominal obtido experimentalmente de 86,5%, e uma distorção harmônica total da corrente de aproximadamente 3,8% obtida via simulação.
Isto permite concluir que o conversor é válido e útil para a aplicação indicada, sendo assim, uma nova opção para sistemas fotovoltaicos de pequeno porte interligados à rede elétrica é proposta. Principalmente, em sistemas donde é preciso elevar a tensão de um pequeno arranjo fotovoltaico a um nível de tensão cc adequado para ser convertido em corrente alternada útil à rede elétrica de baixa tensão.
Desta maneira, a proposta representa um aporte em favor da solução da problemática energética e ambiental, discutida na introdução do trabalho.
Os testes experimentais dos estágios de processamento de energia operando separadamente foram realizados com sucesso. Validaram-se ambos os estágios operando em malha aberta. O conversor cc-cc Push-Pull Modificado com controle baseado no algoritmo MPPT Hill Climbing foi testado com sucesso. Os testes permitiram obter curvas de rendimento para cada estágio de processamento, obtendo resultados a plena carga de aproximadamente 91,5% para o conversor cc-cc e 94% para o conversor cc-ca; ambos os valores dentro de níveis aceitáveis.
Usando as curvas obtidas para cada estágio foi estimado o rendimento global do sistema, onde em plena carga o rendimento é de aproximadamente 86,5%, embora não seja o ótimo para sistemas de energia renováveis onde as perdas devem ser minimizadas. Contudo, o rendimento global poderia ser melhorado realizando uma otimização do projeto do protótipo.
O sistema de controle do conversor cc-ca Full-Bridge operando com ambos os estágios interligados foram validados mediante simulação computacional e resultados experimentais como apresentados em 4.4.2. Como mencionado em 4.5. Experimentalmente foram observados alguns problemas de funcionamento do estágio inversor por causa de ruídos
de modo comum espalhados pela comutação dos interruptores de potência que influenciaram consideravelmente no comportamento dinâmico do sistema. Para minimizar os problemas devem ser elaboradas placas de circuito impresso com boa malha de terra, tanto do controle do circuito de potência. Também devem ser optados, preferencialmente, por sensores de corrente e tensão isolados para proporcionar uma alta impedância aos sinais de ruído. Os problemas citados não permitiram colher bons resultados experimentais tal como esperado. Além disso, a interligação do sistema à rede elétrica não é simples, pois é preciso um sistema supervisor que monitore os parâmetros importantes do sistema (como a tensão do barramento cc e a tensão da rede), que lhe permitam realizar uma interligação segura. Isto foi uma dificuldade adicional que prejudico também na obtenção de melhores resultados experimentais. Contudo, as formas de onda mostradas na Figura 4.24 mostram que o sistema é capaz de injetar energia à rede elétrica.
Recomenda-se como um futuro trabalho a construção de um novo protótipo de laboratório baseado em critérios construtivos mais adequados para minimizar os problemas encontrados no sistema de controle do conversor cc-ca descritos anteriormente.
Por último, deve-se ressaltar que a proposta apresenta várias qualidades, que são desejáveis em sistemas fotovoltaicos de pequeno porte interligados à rede, como: isolamento galvânico entre os painéis fotovoltaicos e a rede elétrica, alto ganho de tensão e perdas de potência reduzidas (considerando o circuito de grampeamento ativo) no primeiro estágio e o rastreamento do ponto de máxima potência (MPP) dos painéis fotovoltaicos. Um ponto negativo que se observa na topologia proposta é a grande quantidade número de semicondutores que eleva o custo e a complexidade do sistema. Recomenda-se comparar a topologia proposta com outras topológicas que apresentam menor número de semicondutores.
Para melhorar o desempenho do conversor proposto, recomenda-se aperfeiçoar a técnica MPPT Hill-Climbing, através do uso de dois tamanhos de variação de razão cíclica, segundo a lógica proposta em [16]: a menor variação quando o sistema atingiu o MPP e a maior variação quando o sistema está no processo de rastreio do MPP. Além disso, outras técnicas MPPT podem ser usadas para fins de comparação, como o algoritmo de condutância incremental como é mostrado na Figura 1.10.
Recomenda-se o desenvolvimento de um controlador digital para o conversor cc-ca
Full-Bridge, baseado no controlador analógico projetado para a técnica de controle por
corrente média, de acordo com o item 3.5 do presente trabalho. Isto será muito importante considerando que para o controlador analógico precisa-se de um CI multiplicador de sinais bastante caro (ver Figura 3.6); logo, o custo do controlador analógico não é mais uma
vantagem sobre o controlador digital. Sugere-se o uso do microcontrolador dsPIC30F2020, que possui características suficientes para controlar não somente o primeiro estágio, mas ambos os estágios de processamento de energia do conversor proposto.
Finalmente, como sugestão para futuros trabalhos, recomenda-se estudar o paralelismo de sistemas idênticos interligados à rede elétrica, e assim incrementar a capacidade de potência instalada. Outra recomendação é a extensão do sistema monofásico para um sistema trifásico.
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APÊNDICE 1
PERDAS DE POTÊNCIA NOS SEMICONDUTORES DO CONVERSOR CC-CA
A. CONVERSOR PUSH-PULL MODIFICADO COM GRAMPEAMENTO ATIVO
A.1 PERDAS NOS INTERRUPTORES PRINCIPAIS (S1-S2)
A.1.1 Perdas Por Condução
As perdas por condução em um interruptor principal (PCS1) MOSFET IRFP4768 estão
dadas por (1). No decorrer dos cálculos utilizaram-se as informações técnicas contidas na folha de dados (datasheet) do fabricante e os valores dos esforços calculados nos projetos dos semicondutores contido no Capítulo 2 deste trabalho.
𝑃𝑆1𝑐𝑜𝑛 = 𝑅𝐷𝑆1𝑜𝑛(100°) ∙ 𝐼𝑒𝑓𝑆 12 (1) Onde:
RDS1on(100°) : Resistência Drain-Source aproximada para 100° de temperatura
da junção.
É possível obter RDS1on(100°) utilizando a expressão empírica em (2).
𝑅𝐷𝑆1𝑜𝑛 𝑇𝑗 = 𝑅𝐷𝑆1𝑜𝑛𝑚𝑎𝑥 25° 1 + 𝛼 100
𝑇𝑗−25°
(2) Onde:
RDS1onmax(25°) : Resistência Drain-Source máxima para 25° de temperatura da
junção igual a 17,5mΩ (folha de dados).
Tj : Temperatura da junção aproximada, .escolhe-se 100°.
α : Inclinação aproximada da curva mostrada na Fig 4 (Normalized
On-Resistance vs. Temperature) da folha de dados do fabricante é igual a 0,015.
Calculando (2) e substituindo o valor obtido em (1), obtém-se uma perda por condução de aproximadamente: 𝑅𝐷𝑆1𝑜𝑛 100° = 0,0175 1 +0,015 100 100°−25° = 18 𝑚𝛺 𝑃𝑆1𝑐𝑜𝑛 = 0,018 ∙ 13,642 = 3,29 𝑊
A.1.2 Perdas Por Comutação
As perdas por comutação são consideradas nulas porque os interruptores principais e auxiliares operam com comutação suave numa ampla faixa de variação da potência de saída graças a técnica por grampeamento ativo.
A.2 PERDAS NOS INTERRUPTORES AUXILIARES (S1’-S2’)
A.2.1 Perdas por Condução
Procede-se de maneira similar ao cálculo realizado em A.1.1, usando a folha de dados correspondente ao MOSFET IRFP460. PCS1’ é a potência perdida durante a condução de um
interruptor auxiliar.
𝑃𝑆1′ 𝑐𝑜𝑛 = 𝑅𝐷𝑆1′ 𝑜𝑛(100°) ∙ 𝐼𝑒𝑓𝑆 1′2 (3) Onde:
RDS1’on(100°) : Resistência Drain-Source aproximada para 100° de temperatura
da junção.
É possível obter RDS1’on(100°) utilizando a expressão empírica em (4).
𝑅𝐷𝑆1′ 𝑜𝑛 𝑡𝑗 = 𝑅𝐷𝑆1′ 𝑜𝑛𝑚𝑎𝑥 25° 1 + 𝛼′ 100 𝑇𝑗−25° (4) Onde:
RDS1’onmax(25°) : Resistência Drain-Source máxima para 25° de
temperatura da junção igual a 27 mΩ (folha de dados).
Tj : Temperatura da junção aproximada, .escolhe-se 100°.
α' : Inclinação aproximada da curva mostrada na Fig. 4 (Normalized On-Resistance vs. Temperature) da folha de dados do fabricante igual a 0,013.
Calculando (4) e substituindo o valor obtido em (3) obtém-se uma perda por condução de aproximadamente:
𝑅𝐷𝑆1′ 𝑜𝑛 100° = 0,027 1 +0,013 100
100°−25°
= 27,3 𝑚𝛺
𝑃𝑆1′ 𝑐𝑜𝑛 = 0,0273 ∙ 5,62 = 0,85 𝑊
A.2.2 Perdas Por Comutação
Idem A.1.2.
A.3 PERDAS NOS DIODOS DA PONTE RETIFICADORA (D1-D4)
O diodo escolhido para a ponte retificadora é o Hyperfast 30EPH06, portanto, para esta seção é usada a folha de dados correspondente, junto com os resultados dos esforços calculados no Capitulo 2.
A.3.1 Perdas por Condução
As perdas por condução de um diodo da ponte retificadora (PD1con) são estimadas
segundo (5).
𝑃𝐷1𝑐𝑜𝑛 = 𝑉𝐹𝐼𝑚𝑒𝑑𝐷 1 − 𝐷 (5)
Onde:
VF : Tensão direta igual a 1,34 V (folha de dados).
Logo:
𝑃𝐷1𝑐𝑜𝑛 = 1,34 ∙ 1,16 1 − 0,64 = 0,56 𝑊
A.3.2 Perdas por Comutação
a) Na entrada em condução: As perdas de comutação na entrada em condução de um diodo da ponte retificadora (PonD1) podem ser desprezadas.
b) No Bloqueio: A perda de um diodo da ponte retificadora no bloqueio (PoffD1)
representa a perda por comutação do diodo (PoffD1) e pode ser aproximada usando (6).
𝑃𝑜𝑓𝑓𝐷 1 = 𝑃𝐷1𝑐𝑜𝑚 = 𝐼𝑚𝑒𝑑𝐷𝑉𝐹𝑂 + 𝐼𝑒𝑓𝐷2𝑟𝑇 (6) Onde:
rT : Resistência interna do diodo, pode ser calculada usando (7) e os valores
obtidos da Fig. 1 da folha de dados do fabricante.
VFO : Tensão de limiar do diodo igual a 1 V, (Fig. 1, folha de dados).
𝑟𝑇 = 𝑉𝑑𝑖𝑟𝐷 − 𝑉𝐹𝑂
𝐼𝑛𝑜𝑚𝐷 (7)
Onde:
VdirD : Tensão direta do diodo aproximadamente igual a 2 V, para corrente
nominal. (Fig. 1, folha de dados).
InomD : Corrente nominal do diodo igual a 30 A, (folha de dados).
Substituindo valores e calculando:
𝑟𝑇 = 2 − 1
30 = 0,033 Ω
𝑃𝑜𝑓𝑓𝐷 1 = 𝑃𝐷1𝑐𝑜𝑚 = 1,16 ∙ 1 + 2,120,033 = 1,31 𝑊
A.3.3 Total Perdas
O total de perdas em um diodo da ponte retificadora é:
𝑃𝐷1𝑡𝑜𝑡 = 𝑃𝐷1𝑐𝑜𝑛 + 𝑃𝐷1𝑐𝑜𝑚 (8)
A.4 PERDAS DO CONVERSOR
As perdas considerando que existem dois interruptores principais, dois interruptores auxiliares e quatro diodos da ponte retificadora são:
𝑃𝑐𝑜𝑛𝑣 1 = 2 ∙ 𝑃𝑆1𝑐𝑜𝑛 + 2 ∙ 𝑃𝑆1′ 𝑐𝑜𝑛 + 4 ∙ 𝑃𝐷1𝑡𝑜𝑡 (9)
𝑃𝑐𝑜𝑛𝑣 1= 2 ∙ 3,29 + 2 ∙ 0,85 + 4 ∙ 1,87 = 15,76 𝑊
A.5 RESISTÊNCIA TÉRMICA DO DISSIPADOR DE CALOR
Calcula-se primeiramente a temperatura do dissipador correspondente a cada tipo de componente semicondutor (TdS1, TdS1’ e TdD1), usando as expressões:
𝑇𝑑𝑆1 = 𝑇𝑗 − 𝑃𝑆1𝑐𝑜𝑛 𝑅𝑗𝑐𝑆 1+ 𝑅𝑐𝑑𝑆 1 (10) 𝑇𝑑𝑆1′ = 𝑇𝑗 − 𝑃𝑆1′ 𝑐𝑜𝑛 𝑅𝑗𝑐𝑆 1′ + 𝑅𝑐𝑑𝑆 1′ (11) 𝑇𝑑𝐷1 = 𝑇𝑗 − 𝑃𝐷1𝑡𝑜𝑡 𝑅𝑗𝑐𝐷 1+ 𝑅𝑐𝑑𝐷 1 (12)
Substituindo valores e calculando obtêm-se:
𝑇𝑑𝑆1 = 100 − 3,29 0,29 + 0,24 = 98,25 °𝐶 𝑇𝑑𝑆1′ = 100 − 0,85 0,45 + 0,24 = 99,41 °𝐶 𝑇𝑑𝐷1 = 100 − 1,87 0,5 + 0,4 = 98,32 °𝐶
A continuação, assumindo a temperatura do dissipador (Td1) como sendo a menor das
três calculadas, ou seja, igual a TdS1 e uma temperatura ambiente (Ta) de 40°, pode-se calcular
a resistência térmica dissipador-ambiente do conversor (Rda1) usando (13):
𝑅𝑑𝑎 1 =𝑇𝑑1− 𝑇𝑎
𝑅𝑑𝑎 1 = 98,25 − 40
15,76 = 3,69 °𝐶/𝑊
O circuito equivalente representado as perdas de potência do conversor é mostrado na Figura 1. PS1con RjcS1 RcdS1 Tj TcS1 TdS1 PS2con RjcS2 RcdS2 Tj TcS2 TdS2 PS1'con RjcS1' RcdS1' Tj TcS1' TdS1' PS2'con RjcS2' RcdS2 Tj TcS2' TdS2' PD1tot RjcD1 RcdD1 Tj TcD1 TdD1 PD2tot RjcD2 RcdD2 Tj TcD2 TdD2 PD3tot RjcD3 RcdD3 Tj TcD3 TdD3 PD4tot RjcD4 RcdD4 Tj TcD4 TdD4 Td1 Ta Rda1
Figura 1 – Circuito equivalente das perdas de potência do Conversor cc-cc Push-Pull Modificado com Grampeamento Ativo.
O circuito equivalente da Figura 1 é útil para visualizar as variáveis usadas na análise e cálculo das perdas do conversor. Observe a maneira de exemplo, que: PS1con é igual a PS2con
(pois ambos elementos semicondutores são idênticos), no entanto, usaram-se variáveis diferentes para expressar mais precisamente o circuito equivalente.
B. CONVERSOR FULL-BRIDGE B.1 PERDAS NOS INTERRUPTORES PRINCIPAIS (S3-S6)
No decorrer dos cálculos utilizam-se as informações técnicas contidas na folha de dados (datasheet) do fabricante e os valores dos esforços calculados no projeto dos semicondutores contido no Capítulo 3 deste trabalho. Todas as equações utilizadas para realizar os cálculos correspondem a uma modulação PWM senoidal, segundo os modelos de