Outra vantagem da inclusão do circuito auxiliar é na redução das perdas por comutação nas chaves principais e nos diodos reti cadores, proporcionando a operação do conversor com frequência elevada (100 kHz), de forma que o valor e volume dos ltros fossem reduzidos.
4.1 SUGESTÕES PARA TRABALHOS FUTUROS
Desenvolver o modelo médio e de pequenos sinais para o conversor;
Projetar um sistema de controle para extração da máxima potência considerando a aplicação em microinversores fotovoltaicos;
Avaliar a faixa de comutação suave considerando uma faixa de tensão compatível com um módulo fotovoltaico;
Projeto e implementação do conversor com acoplamento magnético;
Avaliar outras possibilidades de conexão e melhorias de projeto para melhorar o circuito auxiliar apresentado.
113
5 PUBLICAÇÕES
O desenvolvimento deste trabalho gerou duas publicações:
Moraes, C. F.; Carati, E. G.; Da Costa, J. P.; Cardoso, R.; De Oliveira Stein, C. M. Conversor CC-CC Meia Ponte Alimentado em Corrente com Snubber Regenerativo Apli- cado a Microinversores Fotovoltaicos. Congresso Brasileiro de Automática, 2018. <doi:10.20906/CPS/CBA2018-0787>
Moraes, C. F.; Carati, E. G.; Da Costa, J. P.; Cardoso, R.; De Oliveira Stein, C. M. Active- Clamped Zero-Current Switching Current-Fed Half-Bridge Converter. IEEE Transacti- ons on Power Electronics, p. 11, 2019. ISSN 1941-0107. doi: <10.1109/TPEL.2019. 2959447>
114
REFERÊNCIAS
Adib, E.; Farzanehfard, H. Zero-voltage transition current-fed full-bridge pwm converter. IEEE Transactions on Power Electronics, v. 24, n. 4, p. 10411047, April 2009. ISSN 0885-8993.
ANDRADE, António Manuel Santos Spencer. Microinversores baseados na topolo- gia meia-ponte isolada alimentada em corrente. Tese (Doutorado) Universidade Federal de Santa Maria, 2018.
ANEEL. Resolução Normativa nº 687 de 2015. 2015. Disponível em: <http://www2. aneel.gov.br/cedoc/ren2015687.pdf>.
BAHRAMI, H.; ADIB, E.; FARHANGI, S.; IMAN-EINI, H.; GOLMOHAMMADI, R. Zcs-pwm interleaved boost converter using resonance-clamp auxiliary circuit. IET Power Electronics, v. 10, n. 3, p. 405412, 2017. ISSN 1755-4535.
Bal, S.; Rathore, A. K.; Srinivasan, D. Naturally commutated current-fed three-phase bi- directional soft-switching dc-dc converter with 120° modulation technique. IEEE Tran- sactions on Industry Applications, v. 52, n. 5, p. 43544364, Sep. 2016.
BARBI, Ivo. Eletrônica de Potência: Projeto de Fontes Chaveadas. 2. ed. Floria- nópolis: Edição do Autor, 2007. 331 p.
BARBI, Ivo; FONT, Carlos Henrique Illa; ALVES, Ricardo Luiz. PROJETO FÍSICO DE INDUTORES E TRANSFORMADORES. [S.l.: s.n.], 2002. 11 p.
BELLINASO, Lucas Vizzotto. Inversores fotovoltaicos conectados à rede com ar- mazenamento de energia: classi cação, recomendações técnicas e gerencia- mento. 323 p. Tese (Doutorado) Universidade Federal de Santa Maria, 2017.
Canadian Solar. MAXPOWER CS6U-340P|345P|350P|355P. 2018.
Carrasco, J. M.; Franquelo, L. G.; Bialasiewicz, J. T.; Galvan, E.; PortilloGuisado, R. C.; Prats, M. A. M.; Leon, J. I.; Moreno-Alfonso, N. Power-electronic systems for the grid integration of renewable energy sources: A survey. IEEE Transactions on Industrial Electronics, v. 53, n. 4, p. 10021016, June 2006. ISSN 0278-0046.
Chen, G.; Deng, Y.; Peng, H.; He, X.; Wang, Y. An optimized modulation method tor full-bridge/push-pull bi-directional dc-dc converter with wide-range zvs and reduced spike voltage. In: IECON 2014 - 40th Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society. [S.l.: s.n.], 2014. p. 12471253.
CHEN, R. Y.; LIANG, T. J.; CHEN, J. F.; LIN, R. L.; TSENG, K. C. Study and imple- mentation of a current-fed full-bridge boost dc-dc converter with zero-current switching
Referências 115
for high-voltage applications. IEEE Transactions on Industry Applications, v. 44, n. 4, p. 12181226, July 2008. ISSN 0093-9994.
Das, M.; Agarwal, V. Design and analysis of a high-e ciency dc-dc converter with soft switching capability for renewable energy applications requiring high voltage gain. IEEE Transactions on Industrial Electronics, v. 63, n. 5, p. 29362944, May 2016. ISSN 0278-0046.
Edwin, F.; Xiao, W.; Khadkikar, V. Topology review of single phase grid-connected mo- dule integrated converters for pv applications. In: IECON 2012 - 38th Annual Con- ference on IEEE Industrial Electronics Society. [S.l.: s.n.], 2012. p. 821827. ISSN 1553-572X.
FINAMOR, Gustavo Andres. Inversor Fotovoltaico Não Isolado NPC Intercalado. Dissertação (Mestrado), 2016.
Forouzesh, M.; Shen, Y.; Yari, K.; Siwakoti, Y. P.; Blaabjerg, F. High-e ciency high step- up dc-dc converter with dual coupled inductors for grid-connected photovoltaic systems. IEEE Transactions on Power Electronics, v. 33, n. 7, p. 59675982, July 2018. ISSN 0885-8993.
Fraunhofer ISE. Photovoltaics Report. Freiburg, 2019.
Giacomini, J. C.; Michels, L.; Pinheiro, H.; Rech, C. Design methodology of a passive damped modi ed lcl lter for leakage current reduction in grid-connected transformerless three-phase pv inverters. IET Renewable Power Generation, v. 11, n. 14, p. 1769 1777, 2017. ISSN 1752-1416.
Gu, Y.; Chen, Y.; Zhang, B.; Qiu, D.; Xie, F. High step-up dc-dc converter with active switched lc-network for photovoltaic systems. IEEE Transactions on Energy Con- version, v. 34, n. 1, p. 321329, March 2019.
HAN, Sang-Kyoo; YOON, Hyun-Ki; MOON, Gun-Woo; YOUN, Myung-Joong; KIM, Yoon-Ho; LEE, Kang-Hee. A new active clamping zero-voltage switching pwm current- fed half-bridge converter. IEEE Transactions on Power Electronics, v. 20, n. 6, p. 12711279, Nov 2005. ISSN 0885-8993.
HART, Daniel W. Power Electronics. [S.l.]: McGraw-Hill, 2011. 473 p.
Ho, C. N.; Breuninger, H.; Pettersson, S.; Escobar, G.; Canales, F. A comparative per- formance study of an interleaved boost converter using commercial si and sic diodes for pv applications. IEEE Transactions on Power Electronics, v. 28, n. 1, p. 289299, Jan 2013. ISSN 0885-8993.
Hong Mao; Songquan Deng; Abu-Qahouq, J.; Batarseh, I. Active-clamp snubbers for isolated half-bridge dc-dc converters. IEEE Transactions on Power Electronics, v. 20, n. 6, p. 12941302, Nov 2005. ISSN 0885-8993.
IHS Markit. Market Predictions for the PV Industry 2019. [S.l.], 2019. Disponível em: <https://cdn.ihs.com/www/pdf/0219/ IHS-Markit-Predictions-for-the-PV-industry-2019.pdf>.
Referências 116
INFINEON. MOSFET Power Losses Calculation Using the DataSheet Parame- ters. 2006. 123 p.
In neon Technologies. IPP110N20N3. 2011. 111 p.
In neon Technologies. CoolSiC 1200 V SiC MOSFET Application Note AN2017- 46. 2018. 127 p.
Jang, S.; Won, C.; Lee, B.; Hur, J. Fuel cell generation system with a new active clamping current-fed half-bridge converter. IEEE Transactions on Energy Conversion, v. 22, n. 2, p. 332340, June 2007. ISSN 1558-0059.
KIM, E. h.; KWON, B. h. High step-up resonant push-pull converter with high e ciency. IET Power Electronics, v. 2, n. 1, p. 7989, January 2009. ISSN 1755-4535.
Kjaer, S. B.; Pedersen, J. K.; Blaabjerg, F. A review of single-phase grid-connected inverters for photovoltaic modules. IEEE Transactions on Industry Applications, v. 41, n. 5, p. 12921306, Sep. 2005. ISSN 0093-9994.
KNABBEN, Gustavo Carlos. Microinversor Fotovoltaico Não Isolado de Dois Es- tágios. Dissertação (Mestrado) Universidade Federal de Santa Catarina, 2017.
Koad, R. B. A.; Zobaa, A. F.; El-Shahat, A. A novel mppt algorithm based on parti- cle swarm optimization for photovoltaic systems. IEEE Transactions on Sustainable Energy, v. 8, n. 2, p. 468476, April 2017.
Kouro, S.; Leon, J. I.; Vinnikov, D.; Franquelo, L. G. Grid-connected photovoltaic sys- tems: An overview of recent research and emerging pv converter technology. IEEE In- dustrial Electronics Magazine, v. 9, n. 1, p. 4761, March 2015. ISSN 1932-4529. KOURO, Samir; WU, Bin; ABU-RUB, Haitham; BLAABJERG, Frede. Photovoltaic Energy Conversion Systems. In: Power Electronics for Renewable Energy Systems, Transportation and Industrial Applications. 1. ed. [S.l.]: Wiley-IEEE Press, 2014. cap. 7, p. 160198. ISBN 9781118755525.
Kwon, J.; Kwon, B. High step-up active-clamp converter with input-current doubler and output-voltage doubler for fuel cell power systems. v. 24, n. 1, p. 108115, Jan 2009. Levron, Y.; Canaday, S.; Erickson, R. W. Bus voltage control with zero distortion and high bandwidth for single-phase solar inverters. IEEE Transactions on Power Electronics, v. 31, n. 1, p. 258269, Jan 2016. ISSN 0885-8993.
Li, Q.; Wolfs, P. A review of the single phase photovoltaic module integrated converter topologies with three dierent dc link con gurations. IEEE Transactions on Power Electronics, v. 23, n. 3, p. 13201333, May 2008. ISSN 0885-8993.
Li, W.; He, X. Review of nonisolated high-step-up dc/dc converters in photovoltaic grid- connected applications. IEEE Transactions on Industrial Electronics, v. 58, n. 4, p. 12391250, April 2011. ISSN 0278-0046.
Referências 117
LI, W.; HE, X. Review of nonisolated high-step-up dc/dc converters in photovoltaic grid- connected applications. IEEE Transactions on Industrial Electronics, v. 58, n. 4, p. 12391250, April 2011. ISSN 0278-0046.
Liang, X. Emerging power quality challenges due to integration of renewable energy sour- ces. IEEE Transactions on Industry Applications, v. 53, n. 2, p. 855866, March 2017. ISSN 0093-9994.
Liserre, M.; Sauter, T.; Hung, J. Y. Future energy systems: Integrating renewable energy sources into the smart power grid through industrial electronics. IEEE Industrial Elec- tronics Magazine, v. 4, n. 1, p. 1837, March 2010. ISSN 1932-4529.
LIU, B.; DUAN, S.; CAI, T. Photovoltaic dc-building-module-based bipv system - concept and design considerations. IEEE Transactions on Power Electronics, v. 26, n. 5, p. 14181429, May 2011. ISSN 0885-8993.
LUQUE, Antonio; HEGEDUS, Steven. Handbook of Photovoltaic Science and En- gineering. 2. ed. [S.l.]: Wiley, 2011. 1106 p. ISBN 978-0-470-72169-8.
MACEDO, Gabriel Beu Nogueira de. MICROINVERSOR FLYBACK DE ESTÁ- GIO ÚNICO PARA CONEXÃO DE MÓDULO FOTOVOLTAICO À REDE ELÉTRICA. Dissertação (Mestrado) Universidade Federal de Santa Catarina, 2017. MARTINS, Mário Lúcio da Silva. Inversores ZCZVT com acoplamento magnético: síntese e análise. Tese (Doutorado) Universidade Federal de Santa Maria, 2008. Meneses, D.; Blaabjerg, F.; García, Ó.; Cobos, J. A. Review and comparison of step-up transformerless topologies for photovoltaic ac-module application. IEEE Transactions on Power Electronics, v. 28, n. 6, p. 26492663, June 2013. ISSN 0885-8993.
MICROSEMI. APT10SCD65K. 2013. 14 p.
Moraes, C. F.; Carati, E. G.; Da Costa, J. P.; Cardoso, R.; De Oliveira Stein, C. M. Conversor CC-CC meia ponte alimentado em corrente com snubber regenerativo aplicado a microinversores fotovoltaicos. Congresso Brasileiro de Automática, 2018.
Moraes, C. F.; Carati, E. G.; Da Costa, J. P.; Cardoso, R.; De Oliveira Stein, C. M. Active- clamped zero-current switching current-fed half-bridge converter. IEEE Transactions on Power Electronics, p. 11, 2019. ISSN 1941-0107.
Olivares, D. E.; Mehrizi-Sani, A.; Etemadi, A. H.; Cañizares, C. A.; Iravani, R.; Kazerani, M.; Hajimiragha, A. H.; Gomis-Bellmunt, O.; Saeedifard, M.; Palma-Behnke, R.; Jiménez- Estévez, G. A.; Hatziargyriou, N. D. Trends in microgrid control. IEEE Transactions on Smart Grid, v. 5, n. 4, p. 19051919, July 2014. ISSN 1949-3053.
PRASANNA, U. R.; RATHORE, A. K. Analysis, design, and experimental results of a novel soft-switching snubberless current-fed half-bridge front-end converter-based pv inverter. IEEE Transactions on Power Electronics, v. 28, n. 7, p. 32193230, July 2013. ISSN 0885-8993.
Referências 118
R, P. U; RATHORE, A. K. Extended range zvs active-clamped current-fed full-bridge isolated dc/dc converter for fuel cell applications: Analysis, design, and experimental results. IEEE Transactions on Industrial Electronics, v. 60, n. 7, p. 26612672, July 2013. ISSN 0278-0046.
Rodriguez, C.; Amaratunga, G. A. J. Long-lifetime power inverter for photovoltaic ac modules. IEEE Transactions on Industrial Electronics, v. 55, n. 7, p. 25932601, July 2008. ISSN 0278-0046.
SARTORI, Hamiltom Confortin. Uma nova metodologia de projeto para a otimi- zação do volume do conversor boost pfc. 143 p. Tese (Doutorado) Universidade Federal de Santa Maria, 2009.
SolarPower Europe. Global Market Outlook 2010-2023. [S.l.], 2019. 92 p. Disponível em: <http://www.solarpowereurope.org/global-market-outlook-2019-2023/>.
Teodorescu, R.; Blaabjerg, F.; Liserre, M.; Loh, P. C. Proportional-resonant controllers and lters for grid-connected voltage-source converters. IEEE Proceedings - Electric Power Applications, v. 153, n. 5, p. 750762, Sep. 2006. ISSN 1350-2352.
TESTON, Silvio Antonio. Projeto, implementação e análise de um conversor CC- CC de alto ganho e alto rendimento para aplicações fotovoltaicas. Dissertação (Mestrado) Universidade Tecnológica Federal do Paraná, 2016.
Tseng, K.; Huang, C. High step-up high-e ciency interleaved converter with voltage multiplier module for renewable energy system. IEEE Transactions on Industrial Electronics, v. 61, n. 3, p. 13111319, March 2014. ISSN 0278-0046.
VILLALVA, M. G.; GAZOLI, J. R.; FILHO, E. R. Comprehensive approach to modeling and simulation of photovoltaic arrays. IEEE Transactions on Power Electronics, v. 24, n. 5, p. 11981208, May 2009. ISSN 0885-8993.
Vinnikov, D.; Chub, A.; Liivik, E. Single-switch galvanically isolated step-up dc-dc con- verter for residential photovoltaic applications. In: IECON 2016 - 42nd Annual Con- ference of the IEEE Industrial Electronics Society. [S.l.: s.n.], 2016. p. 65786582. Wu, Q.; Wang, Q.; Xu, J.; Xu, Z. Active-clamped zvs current-fed push-pull isolated dc/dc converter for renewable energy conversion applications. IET Power Electronics, v. 11, n. 2, p. 373381, 2018. ISSN 1755-4535.
Xu, J.; Wu, Q.; Wang, Y. Magnetising-current-assisted wide zvs range push-pull dc/dc converter with reduced circulating energy. IET Power Electronics, v. 11, n. 2, p. 272 279, 2018.
ZHAN, Tianwen; ZHANG, Yingchao; WEN, Wusong; ZHANG, Ruiwei; HE, Zhong. A no- vel passive lossless snubber for current-fed half-bridge isolated dc/dc converter. In: 2016 IEEE 8th International Power Electronics and Motion Control Conference (IPEMC-ECCE Asia). [S.l.: s.n.], 2016. p. 11461150.
119
ANEXO A - PROJETO DOS INDUTORES L1 E L2
Para a implementação dos elementos magnéticos fez-se uso da metodologia proposta por Barbi et al. (2002). Na Figura 83 é apresentado um núcleo e carretel de ferrite do tipo E, tal que Aw é a área da janela e Ae é a área da seção transversal do núcleo.
Figura 83: Núcleo e carretel do tipo E Fonte: Barbi et al. (2002)
Para a escolha adequada do núcleo, o projeto físico é embasado nas Leis de Àmpere e Faraday, as quais são apresentadas respectivamente nas equações (144) e (145), sendo H o campo magnético, l o comprimento do condutor, iL a corrente, vL(t)a tensão no indutor, N o número de espiras e ∆ϕ a variação do uxo.
∮︂ Hdl = N iL (144) vL(t) = N dϕ(t) dt = N ∆ϕ ∆t (145)
Além dessas relações, faz-se uso da equação da tensão no indutor e da densidade de uxo magnético, determinadas por (146) e (147), respectivamente.
vL(t) = L diL(t) dt = L ∆iL ∆t (146) B = µoH (147)
Anexo A - Projeto dos indutores L1 e L2 120
Igualando (145) e (146), obtém-se:
N ∆ϕ = L∆iL, (148) de modo que:
∆ϕ = ∆BAe. (149)
Para a corrente máxima no indutor ILmax tem-se a densidade de uxo máxima Bmax. Substituindo (149) em (148), obtém-se:
N BmaxAe= LILmax (150)
Manipulando a equação (150), tem-se que
N = LILmax
BmaxAe (151)
A densidade máxima de corrente Jmaxé determinada pela equação (152), sendo que Ap é a área transversal do enrolamento e ILef a corrente e caz no indutor.
Jmax =
N ILef Ap
(152)
Como os os possuem geometria circular, esses ocupam apenas um percentual da janela disponível, sendo necessário estabelecer um fator de janela kw. Desse modo, é possível estabelecer a relação presente na equação (153).
kw =
Ap
Aw
(153) Por meio da relação de kw e utilizando a equação (152) obtém-se que
N = JmaxkwAw ILef . (154) Igualando (151) e (154), tem-se JmaxkwAw ILef = LILmax BmaxAe . (155)
A partir da equação (155) é possível determinar o produto AeAw mínimo em cm4 para a implementação física do indutor, o qual é calculado pela equação (156).
AeAw =
LILmaxILef BmaxJmaxkw
Anexo A - Projeto dos indutores L1 e L2 121
Considerando a utilização de núcleos de ferrite do tipo E, o caso crítico para os esforços de corrente em L1 e L2 e a indutância desejada, tem-se que:
AeAw L1 = AeAw L2 =
118, 10 × 10−6· 5, 38 · 5 0, 3 · 450 · 0, 7 · 10
4 =0,336 cm4. (157)
Desse modo, foi escolhido o núcleo EE/30/15/14, o qual possui as seguintes características:
Ae=1,2 cm2, Aw=0,85 cm2 e AeAw=1,02 cm4.
Por meio da equação (151), considerando os dados do núcleo escolhido e os parâmetros de projeto é possível calcular o número de espiras para L1 e L2:
NL1 = NL2 =
118, 1 × 10−6· 5, 38
0, 3 · 1, 2 ≈18 espiras. (158) Com relação ao entreferro lgap, esse é necessário para evitar a saturação do núcleo e para que o valor da indutância não varie tanto com as variações na permeabilidade do núcleo, a qual muda conforme a temperatura e o ponto de operação. O comprimento do entreferro pode ser calculado em cm por meio da equação 159, sendo µo a permeabilidade do ar, igual a 4π × 10−7 [H/m]. lgap= N2µ oAe L 10 −2 (159)
No caso do projeto de L1 e L2 obtém-se:
lgapL 1L2 = 182· 4 · π × 10−7· 1, 2 118, 1 × 10−7 · 10 −2 =0,041 cm. (160)
Para a escolha do condutor é levado em consideração o efeito pelicular (skin). Com o aumento da frequência de chaveamento a corrente tende a se distribui na periferia do condutor, o que reduz a densidade de corrente no centro, diminuindo a área útil do o. O diâmetro máximo ϕskin que o condutor deve ter para amenizar esse efeito pode ser calculado por (161). ϕskin = 2 √︄ ρ πµoµrfs (161) Para o projeto de L1 e L2, tem-se:
ϕskin= 2
√︄
1, 72 × 10−4
π · 4 · π × 10−7· 1 · 100 × 103 =0,0417 cm. (162)
Tendo em vista respeitar o efeito skin o condutor adotado foi o AWG 26.
Anexo A - Projeto dos indutores L1 e L2 122
da temperatura de operação dos os é determinado pela expressão (163), sendo Askin a área do condutor escolhido respeitando o efeito skin em cm2.
ncond=
Ief
JmaxAskin
(163)
Para L1 e L2, tem-se que
ncondL1 = ncondL2 =
5
450 · 1, 287 × 10−3 =9 condutores. (164)
Com isso, os indutores foram construídos com 8 os em paralelo.
Após a implementação dos magnéticos o valor resultante da indutância foi igual a 135 µH e a resistência medida foi de aproximadamente 27,62 mΩ.
123
ANEXO B - PROJETO DO TRANSFORMADOR
Para o projeto do transformador de alta frequência do conversor será conside- rada a metodologia apresentada por Barbi (2007), almejando calcular o núcleo e o número de espiras dos enrolamentos.
Por meio da lei de Faraday, apresentada em (145), tem-se que
Vp = Np ∆ϕ
∆t (165)
sendo que Vp é a tensão aplicada no primário do transformador durante o tempo ∆t e Np é o número de espiras deste enrolamento. Reescrevendo a equação (165) em função da área efetiva do núcleo e da variação da densidade de uxo magnético, obtém-se:
Vo
2n∆t = Np∆BAe (166)
Diferentemente do conversor convencional, o circuito auxiliar in uencia no tempo em que a tensão é aplicada no primário, nesse caso ∆t = ∆t6, o qual é determinado
por (48), assim:
Np =
Vo∆t6
2n∆BAe
104 (167)
A área do primário do transformador pode ser calculada por
Ap = Awkwkp (168)
tal que kp é o fator de ocupação do primário, adotado como 0,5. Considerando a seguinte relação
NpIefp = ApJ = AwkwkpJ (169) sendo Irmsp a corrente e caz no primário, tem-se que
Np = kwkpAwJ Iefp . (170) Assim: Aw = NpIefp kwkpJ (171) Por meio de (167), isolando Ae obtém-se
Ae=
Vo∆t6
2n∆BNp
Anexo B - Projeto do transformador 124
Com isso, o produto AeAw para o transformador é:
AeAw =
Vo∆t6Iefp 2nJ ∆Bkwkp
104 [cm4] (173)
E o número de espiras no secundário é igual a
Ns = nNp. (174)
Considerando os parâmetros de projeto apresentado na Tabela 3 e conside- rando para o projeto do transformador kp = 0, 5, kp = 0, 7, J = 300 A/cm2 e, conforme a análise feita por Teston (2016), ∆B = 0, 174 T, por meio da equação (173) obtém-se:
AeAw =
400 · 3, 157 × 10−6· 3, 86 2 · 2, 2 · 350 · 0, 174 · 0, 7 · 0, 510
4 =0,606 cm4. (175)
Desse modo, escolheu-se o núcleo EE/30/15/14, cujas características já foram apresentadas no Anexo A.
Calculando o número de espiras necessário para o enrolamento primário, tem- se
Np =
400 · 3, 283 × 10−6 2 · 2, 2 · 0, 174 · 1, 2010
4 ≈14 espiras. (176)
Para o secundário, o número de espiras é igual a
Ns= 2, 2 · 14 ≈30 espiras. (177)
De modo a projetar os condutores pra implementação do transformador, con- siderando o efeito skin, o diâmetro máximo do condutor selecionado foi apresentado em (161), com isso:
ϕskin= 2
√︄
1, 72 × 10−4
π · 4 · π × 10−7· 1 · 100 × 103 =0,0417 cm. (178)
O condutor adotado foi o AWG 26 para ambos enrolamentos.
O número de condutores em paralelo ncondp para o primário é calculado por
ncondp = Iefp JmaxAskin . (179) Com isso: ncondp = 4, 20 300 · 1, 287 × 10−3 =10 condutores (180)
Anexo B - Projeto do transformador 125
No caso do secundário, a quantidade de condutores em paralelo é igual a
nconds = Iefp nJmaxAskin . (181) Assim: nconds = 3, 86 2, 2 · 300 · 1, 287 × 10−3 =5 condutores (182)
Após a implementação do transformador obteve-se uma resistência no primário igual a 13,11 mΩ e no secundário o valor obtido foi de 29,06 mΩ.
126
ANEXO C - SIMULAÇÃO CONSIDERANDO A INTEGRAÇÃO COM UM INVERSOR MONOFÁSICO CONECTADO À REDE
Neste anexo é analisada a in uência da integração do conversor proposto com um inversor monofásico conectado à rede em relação à tensão de saída, conforme o dia- grama apresentado na Figura 84.
PV Conversor proposto DC-AC Rede
Cbar
Barramento CC
Figura 84: Diagrama do conversor proposto com o estágio inversor.
Tipicamente, um microinversor fotovoltaico é conectado à rede elétrica por meio de dois estágios de conversão de energia. O primeiro estágio é encarregado de pro- cessar a energia gerada no arranjo PV, o qual pode ser formado pelo conversor proposto neste trabalho, por exemplo. O segundo estágio consiste em um conversor CC-CA, geral- mente encarregado de controlar a tensão no barramento CC, utilizado para a integração entre os dois estágio de conversão, e controlar a injeção de potência na rede. No caso do inversor monofásico, a tensão do barramento CC (saída do conversor proposto) é sub- metida a uma ondulação de tensão com frequência de 120 Hz resultante da conversão CC-CA.
Considerando as características de ondulação de tensão na saída do conversor, uma opção é considerá-las durante o projeto dos capacitores C1 e C2. No entanto, em
aplicações realistas, o barramento CC de inversores PV necessita de capacitâncias consi- deravelmente elevadas (na ordem de centenas de µF até dezenas de mF), bem como as respectivas ESR. Com isso, a ondulação de baixa frequência (120 Hz nesse caso) é atenu- ada, no entanto, pode-se comprometer a capacidade de atenuação de frequências elevadas. Portanto, é pertinente o dimensionamento de C1 e C2 para a atenuação da frequência de
comutação, ao passo que um capacitor de barramento (Cbar) atua na atenuação das baixas frequências. Assim, o projeto do capacitor de barramento é dado como:
Cbar =
Po 2πfredeVo∆Vo
(183) Considerando os parâmetros de projeto apresentados neste trabalho e adotando
Anexo C - Simulação considerando a integração com um inversor monofásico conectado à rede 127
uma frequência da rede (frede) igual a 60 Hz, tem-se:
Cbar =
350 · 0.95
2 · π · 60 · 400 · 5 =441 µF (184) O valor mais próximo de capacitância seria de 470 µF, assim recalculando o valor do ripple da tensão de saída é igual a
∆Vo =
350 · 0.95
2 · π · 60 · 400 · 470 × 10−6 =4,69 V. (185)
Dessa forma, foi realizada uma simulação do conversor com um inversor mo- nofásico conectado à rede 127 V. A tensão no ponto de conexão e a tensão de saída do conversor (tensão no barramento) são apresentadas na Figura 85. O valor obtido para a ondulação de tensão no barramento foi de 4,71 V.
-200 100 200Vrede 500 Vo -100 0 397 403 399 401 525 550 575 Tempo (ms)
Figura 85: Tensão no ponto de conexão com a rede Vrede e tensão no barramento CC (saída do conversor proposto)
Com a simulação desenvolvida, veri cou-se também que a integração do con- versor com o estágio inversor conectado à rede não afetou a atuação do circuito auxiliar. Tanto o circuito principal quanto o auxiliar ainda operam com grampeamento ativo e comutação suave, como pode ser observado na Figura 86.
Anexo C - Simulação considerando a integração com um inversor monofásico conectado à rede 128 0 20 40 60 80 100 120 597,6807 0 20 40 60 80 -20 597,6808 597,6809 597,6810 597,6811 Tempo (ms) VSaISa VS1IS1
Figura 86: Formas de onda na chave principal S1 e na chave auxiliar com a conexão do