Terminação Simples ou single-ended

Para a arquitetura de Terminação simples foi utilizado o Current-Mirror, e pode ser observada na Figura 6.1.

56 CAPÍTULO 6. AMPLIFICADOR DE INSTRUMENTAÇÃO

G

G

Figura 6.1: Amplificador de Instrumentação com acoplamento capacitivo single-ended com um estágio.

Fonte: Autoria Própria.

Esse tipo de topologia como já discutido, possui os ganhos dados pela relação entre as capacitâncias de C1e C2 (ver equação 3.1), de tal forma, que a manipulação desses dois dispositivos permite a variação do ganho do amplificador.

Outra relação importante apresentada no Capítulo 3 pelas equações 3.2 e 3.3 são as de frequências de operação de corte superior e inferior, que podem ser determinadas também

fazendo a manipulação dos capacitores C2 e CL, e da resistência obtida pelo pseudo-

resistor R, e dos ganhos do amplificador operacional de transcondutância GM e ganho de

banda passante AM.

Assim como no Capítulo 4 foram apresentadas algumas simulações realizadas com a arquitetura. Para analisar o comportamento do Current-Mirror como a topologia do INA com acoplamento capacitivo, foram realizadas simulações no tempo, AC, de ruído, de distorção e a nível de consumo.

Inicialmente o dimensionamento realizado foi o apresentado no Capítulo 4, porém, fo- ram realizadas algumas simulações e considerações quanto a arquitetura do OTA Current- Mirror, e analisando os dados em simulação com a configuração, foram realizadas algu- mas modificações no dimensionamento do mesmo.

Segundo (Harrison & Charles 2003), os transistores M3−6 e M7−8 devem apresen-

6.1. AMPLIFICADOR DE INSTRUMENTAÇÃO DE UM ESTÁGIO 57

entrada (gm1), isso resulta numa diminuição considerável na contribuição do ruído. A manipulação do gm pode ser realizada com o ajuste da relação W /L desses transis-

tores. De tal forma que, (W /L)3−6, (W /L)7−8  (W /L)1 seja atendido. A medida que

essa relação W /L diminui, faz com que os transistores M3−6e M7−8passem a operar em

inversão forte e/ou moderada, para que seja atingido o estabelecido, e como consequência, a redução do ruído de entrada (Harrison & Charles 2003).

Utilizando as considerações supracitadas, o dimensionamento para essa arquitetura, após uma série de testes ficou como demonstrado na Tabela 6.1.

Transistores Tipo W/L

M1,M2 PMOS 220/1

M₃₋₆ NMOS 5/15

M₇, M8 PMOS 5/2

M9, M10 PMOS 6/4

Tabela 6.1: Dimensionamento utilizado para o OTA Current-Mirror single-ended. Para todas as simulações realizadas nesta dissertação, utilizou-se o simulador Spectre-

Virtuosoda Cadence Design Systems.

Inicialmente, foi realizado teste com a topologia em malha-aberta, e na sequência, fechada a malha para transformar o amplificador na arquitetura com acoplamento AC.

10-3 10-2 10-1 100 101 102 103 104 105 106 0 10 20 30 40 50 60 Frequência (Hz) Ganho (dB )

Figura 6.2: Ganho de manha aberta amplificador com um estágio e de saída simples. Fonte: Autoria Própria.

58 CAPÍTULO 6. AMPLIFICADOR DE INSTRUMENTAÇÃO

Assim como no Capítulo 4, foram realizados testes variando as fontes de tensão (VDD e VSS) e a corrente de polarização (Itot = Ib) em malha aberta. A Tabela 6.2, apresenta os valores obtidos por simulação de redução de fontes de alimentação e polarização para o Current-Mirror.

Tensão de

Alimentação (V) Itot(A) Ganho (dB) BW (Hz) GBW (Hz) MF (

o₎ IRN

(Vrms) NEF ± 0,9 1,2E-06 54,76 1,588E+03 7,3600E+05 52,35 6,915E-06 7,308

± 1,0

8,0E-07 54,85 1,361E+03 6,4670E+05 53,8 7,118E-06 6,634 1,0E-06 54,88 1,661E+03 7,7810E+05 52,02 6,814E-06 6,428 1,2E-06 54,92 1,940E+03 9,0030E+05 50,51 6,533E-06 6,246 1,5E-06 54,92 2,336E+03 1,0630E+06 48,69 6,244E-06 6,083 2,0E-06 54,93 2,901E+03 1,2880E+06 46,47 6,485E-06 6,546 4,0E-06 54,89 4,488E+03 1,8710E+06 41,77 6,066E-06 6,962

± 1,2

8,0E-07 54,96 1,373E+03 6,6210E+05 53,98 7,082E-06 6,572 1,0E-06 55,01 1,684E+03 8,0280E+05 52,12 6,750E-06 6,324 1,2E-06 55,04 1,993E+03 9,3740E+05 50,51 6,454E-06 6,088 1,5E-06 55,08 2,442E+03 1,1300E+06 48,43 6,615E-06 6,302 2,0E-06 55,12 3,181E+03 1,4310E+06 45,59 6,350E-06 6,121 4,0E-06 55,12 5,939E+03 2,4430E+06 38,7 5,684E-06 5,671

± 1,5

8,0E-07 55,03 1,379E+03 6,7290E+05 54,34 7,060E-06 6,537 1,0E-06 55,09 1,691E+03 8,1670E+05 52,47 6,718E-06 6,280 1,2E-06 55,13 1,997E+03 9,5390E+05 50,86 6,425E-06 6,055 1,5E-06 55,17 2,451E+03 1,1510E+06 48,76 6,592E-06 6,269 2,0E-06 55,22 3,187E+03 1,4580E+06 45,94 6,334E-06 6,100 4,0E-06 55,28 6,019E+03 2,5290E+06 38,82 5,637E-06 5,587 ± 1,7 1,2E-06 55,17 2,007E+03 9,6290E+05 51,07 6,426E-06 6,041 ± 2,0 1,2E-06 55,12 2,030E+03 9,7440E+05 51,35 6,407E-06 5,989 ± 2,2 1,2E-06 54,97 2,077E+03 9,8150E+05 51,52 6,395E-06 5,909

± 2,5

8,0E-07 54,15 1,570E+03 6,9940E+05 55,19 7,057E-06 6,124 1,0E-06 54,24 1,918E+03 8,4870E+05 53,34 6,714E-06 5,893 1,2E-06 54,32 2,254E+03 9,9200E+05 51,73 6,409E-06 5,685 1,5E-06 54,41 2,750E+03 1,1930E+06 49,65 6,583E-06 5,911 2,0E-06 54,53 3,548E+03 1,5190E+06 46,79 6,322E-06 5,770 4,0E-06 54,81 6,525E+03 2,6440E+06 39,64 5,606E-06 5,336

Tabela 6.2: Simulações de consumo.

A Tabela 6.2 expõe os valores de Ganho, Largura de Banda (BW), produto Ganho- banda passante (GBW), Margem de Fase (MF), Ruído referido à entrada (IRN), Fator de Eficiência do Ruído (NEF) e Consumo para cada variação das fontes.

O que se pode observar é que, o aumento da corrente de polarização (Ib) influencia na Margem de Fase da arquitetura, reduzindo-a. Em contrapartida, o aumento dessa mesma corrente, reduz consideravelmente o Rúido referido à entrada (IRN) e aumenta a largura

6.1. AMPLIFICADOR DE INSTRUMENTAÇÃO DE UM ESTÁGIO 59

de banda (BW) e, como o ganho se mantém quase constante, consequentemente aumenta também o Produto ganho-banda passante (GBW).

Devido à redução nos níveis de ruído e aumento da banda passante, o aumento da cor- rente de polarização também influencia no valor do NEF, contribuindo para a sua redução.

Com o aumento da corrente, tem-se um maior consumo por parte da arquitetura. Para avaliar o desempenho em relação as fontes de alimentação VDD e VSS, fixou-se a corrente em 1,2 µA e variou os valores das fontes em: ± 0,9 V, ± 1,0 V, ± 1,2 V, ± 1,5 V, ± 1,7 V, ± 2,0 V, ± 2,2 V e ± 2,5 V.

Pode-se observar que o maior valor de ganho obtido foi quando a arquitetura estava alimentada à ± 1,5 V. a largura de banda também aumenta com o aumento da tensão de alimentação, e consequentemente, o produto ganho-banda passante também.

De um modo geral, o aumento das tensões de alimentação também ocasiona num aumento na Margem de Fase da arquitetura e, numa redução do ruído referido à entrada. Como resultado da redução do ruído e aumento da largura de banda, há uma redução do NEF.

O consumo final da topologia irá aumentar também com o aumento das tensões de alimentação.

Ao fechar a malha, optou-se por utilizar um ganho de 40 dB, sendo assim, os capaci- tores C1 e C2foram configurados para, 9,026 pF e 92,6 fF, respectivamente. Os valores dos capacitores são configurados segundo a sua área e perímetro de ocupação em chip e, determinado segundo a tecnologia trabalhada.

A equação fornecida para o cálculo das capacitâncias pode ser observada na Equação 6.1. A área e o perímetro são determinados pela relação de largura e comprimento desses capacitores.

C_total = Carea· AREA +Cperimetro· PERIMET RO (6.1)

onde Carea = 0,9 f F e Cperimetro= 0,065 f F.

Como mencionado no Capítulo 5, os valores de pseudo-resistores obtidos por simula- ção, divergem dos obtidos experimentalmente. E por isso, foi considerado em simulação os valores de pseudo-resistores esperados para a arquitetura. Foi estabelecido para essa arquitetura um ganho de 40 dB, que pode ser configurado manipulando os valores de capacitância.

A curva para o ganho dessa arquitetura em malha fechada podem ser observadas na Figura 6.3.

O ganho obtido para a arquitetura single-ended foi de 41,25 dB e a banda foi de 263 mHz à 9,1 kHz.

Foi realizada também simulação no tempo, como pode ser observado na Figura 6.4. Para esse tipo de simulação, optou-se por utilizar um sinal senoidal com a mesma amplitude e frequência que pode ser assumida por um biopotencial, que foi de 5 mV na entrada do amplificador. Como o amplificador está configurado para um ganho de 40 dB, a saída esperada é de 500 mV, como pode ser observado.

Para se encontrar os valores de CMRR e PSRR, faz-se necessário realizar as simula- ções para se obter o ganho diferencial e ganho comum para a arquitetura.

60 CAPÍTULO 6. AMPLIFICADOR DE INSTRUMENTAÇÃO 10-3 10-2 10-1 100 101 102 103 104 105 106 -5 0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 Frequência (Hz) Ganho (dB )

Figura 6.3: Ganho do amplificador de instrumentação com saída simples. Fonte: Autoria Própria.

Os valores de CMRR e PSRR obtidos para a arquitetura do INA com acoplamento AC single-endedutilizando Current-Mirror foi de > 110 dB e > 110 dB, respectivamente.

Assim como no Capitulo 4, foi realizada a simulação de THD utilizando o critério de

1 %. O resultado obtido foi de 31,3 mVp−p, pra o valor máximo permitido na entrada do

amplificador, onde se garante uma distorção de até 1%.

Para o cálculo do NEF, foi obtido os valores de largura de banda e ruído referido à en- trada (em Vrms) por meio do simulador Spectre. O ruído de entrada para essa arquitetura foi de 6,35 µVrms, e a largura de banda de 263 mHz - 9,1 kHz, o que resultou num NEF de 2,8.