Amplificadores de instrumentação integrados de baixo consumo e baixo ruído para aplicações portáteis voltadas ao tratamento de biosinais

UNIVERSIDADEFEDERALDO RIO GRANDE DO NORTE

UNIVERSIDADEFEDERAL DORIOGRANDE DO NORTE

CENTRO DETECNOLOGIA

PROGRAMA DEPÓS-GRADUAÇÃO EMENGENHARIAELÉTRICA E DECOMPUTAÇÃO

Amplificadores de instrumentação integrados

de baixo consumo e baixo ruído para aplicações

portáteis voltadas ao tratamento de biosinais

Nayana Letícia de Morais Viana

Orientador: Prof. Dr. Diomadson Rodrigues Belfort

Dissertação de Mestrado apresentada ao Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica e de Computação da UFRN (área de concentração: Automação e Sistemas) como parte dos requisitos para obtenção do título de Mestre em Ciências.

Número de ordem PPgEEC: M553

Natal, RN, 29 de Julho de 2019

Viana, Nayana Letícia de Morais.

Amplificadores de instrumentação integrados de baixo consumo e baixo ruído para aplicações portáteis voltadas ao tratamento de biosinais / Nayana Letícia de Morais Viana. - 2019.

91f.: il.

Dissertação (Mestrado)-Universidade Federal do Rio Grande do Norte, Centro de Tecnologia, Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica e de Computação, Natal, 2019.

Orientador: Dr. Diomadson Rodrigues Belfort.

1. Amplificador de Instrumentação - Dissertação. 2.

Amplificador Operacional de Transcondutância - Dissertação. 3. Circuitos Integrados Dissertação. 4. Biopotenciais

-Dissertação. 5. Pseudo-resistores - -Dissertação. I. Belfort, Diomadson Rodrigues. II. Título.

RN/UF/BCZM CDU 621.3

Universidade Federal do Rio Grande do Norte - UFRN Sistema de Bibliotecas - SISBI

Catalogação de Publicação na Fonte. UFRN - Biblioteca Central Zila Mamede

Aos meus pais, Genilda e Alcivan, e

meus irmãos, Natália e Acací por

estarem ao meu lado durante a

realização deste trabalho.

Agradecimentos

À Deus por ser tão grandioso e bondoso comigo, por me guiar nessa caminhada.

À minha família por todo o apoio durante esta jornada, e, pela compreensão em minhas faltas e falhas durante esses anos.

Ao meu orientador, professor Diomadson, sou grata pela orientação.

Aos professores Sebastian Yuri, Brito e Wallace pela ajuda ao longo da minha caminhada no Mestrado e pela revisão durante o processo de implementação desse projeto.

Aos colegas Taunaí, Luã, Samuel, Marcella, Jurgen, Mychael, Luiz e demais amigos que conheci mais ao longo da caminhada do Mestrado e que direta ou indiretamente foram parte integrante para eu chegar até aqui.

Aos demais colegas de pós-graduação e amigos de graduação, pelas críticas e sugestões. Aos meus amigos, por todo apoio.

Resumo

Este trabalho apresenta algumas propostas de amplificadores de instrumentação de baixo consumo e baixo ruído, voltados para o condicionamento de biopotenciais, utili-zando a tecnologia CMOS 0,5 µm. Inicialmente é apresentado um referencial teórico acerca do tratamento de biopotenciais voltados a aplicações vestíveis e/ou portáteis. Em seguida, é feita uma revisão do estado da arte para as arquiteturas de amplificadores de ins-trumentação voltados para baixo consumo e baixo ruído, bem como, realizado um estudo acerca dos tipos de pseudo-resistores presentes na literatura. Feito isso, é apresentada a metodologia empregada para a realização desse trabalho. Foram selecionadas duas arqui-teturas de OTA (Amplificador Operacional de Transcondutância) para se realizar um com-parativo em relação ao ruído e ao consumo, são elas: Folded-Cascode e Current-Mirror. A arquitetura Current-Mirror mostrou um melhor comportamento em relação ao con-sumo e ganho, enquanto que a Folded-Cascode se comportou melhor em relação ao ruído. É também proposta uma metodologia para análise comparativa de pseudo-resistores, de modo a se escolher um que atenda de forma ótima os requisitos de alta resistência e baixa variabilidade com a tensão. Foram implementados três amplificadores de instrumentação: dois amplificadores com um estágio (single-ended e fully-differential), e um com dois es-tágios, de modo a atender requisitos de ganho e frequência para toda a faixa de tratamento de biopotencias. Os resultados obtidos mostram que as três configurações atendem as es-pecificações para utilização em sistemas de aquisição de baixo consumo e baixo ruído para aplicações portáteis voltadas ao tratamento de biosinais.

Palavras-chave: Amplificador de Instrumentação, Amplificador Operacional de Trans-condutância, Circuitos Integrados, Biopotenciais, Pseudo-resistores.

Abstract

This work presents some proposals for low-power and low-noise instrumentation am-plifiers aimed at biopotential conditioning, using 0.5 µm CMOS technology. Firstly a theoretical framework about the treatment of biopotentials for wearable and/or portable applications is presented. Following is done a state of the art review for low power and low noise instrumentation amplifier architectures. A study about the types of pseudore-sistors presented in the literature is also performed. Once this is done, the methodology used to perform this work is presented. Two OTA (Transconductance Operational Am-plifier) architectures were selected to compare noise and consumption, namely:

Folded-Cascode and Current-Mirror. Current-Mirror topology showed better behavior related

to consumption and gain, while Folded-Cascode behaved better related to the noise. It is also proposed a methodology for comparative analysis of pseudo resistors, in order to choose one that optimally meets the requirements of high resistance and low variabi-lity. Three instrumentation amplifiers have been implemented: two one-stage amplifiers (single-ended and fully-differential), and one with two-stages, in order to meet gain and frequency requirements for the entire range of the biopotentials. The results shown that the three configurations meet the specifications for use in low power and low noise acqui-sition systems for portable biosignal applications.

Keywords: Instrumentation Amplifier, Operational Transconductance Amplifier, In-tegrated Circuits, Biopotentials, Pseudo-resistors.

Sumário

Sumário i

Lista de Figuras iii

Lista de Tabelas vii

Lista de Símbolos e Abreviaturas ix

1 Introdução 1 1.1 Objetivos . . . 2 1.1.1 Objetivo Geral . . . 2 1.1.2 Objetivos Específicos . . . 2 1.2 Organização do trabalho . . . 3 2 Referencial Teórico 5 2.1 Origem dos Biopotenciais . . . 5

2.1.1 Biopotenciais . . . 6

2.2 Principais Biopotenciais e suas características . . . 7

2.2.1 Eletroencefalograma — EEG . . . 8

2.2.2 Eletrocardiograma — ECG . . . 9

2.2.3 Eletromiograma — EMG . . . 10

2.2.4 Eletrooculograma — EOG . . . 10

2.3 Sistema básico de Aquisição de um Biopotencial . . . 10

2.3.1 Eletrodos . . . 12

2.3.2 Condicionamento do sinal . . . 13

2.4 Resumo dos biopotenciais . . . 15

2.5 Arquiteturas de Amplificadores de Instrumentação . . . 16

2.6 Arquiteturas de Pseudo-resistores . . . 23

3 Sistema proposto e Metodologia 29 3.1 Circuito do Amplificador de instrumentação . . . 29

3.1.1 Amplificador Operacional de Transcondutância — OTA . . . 31

3.2 Projeto Teórico . . . 33

3.3 Arquitetura Proposta . . . 34 i

4 OTA para aplicações portáteis 37

4.1 Dimensionamento do circuito por simulação . . . 37

4.2 OTA Current-Mirror . . . 41

4.3 OTA Folded-Cascode . . . 42

4.4 Comparativo entre arquiteturas de OTA e o estado da arte . . . 43

5 Análise de Pseudo-resistores 47 5.1 Circuito do Pseudo-resistor . . . 47

5.2 Circuito de caracterização de Pseudo-resistor . . . 53

6 Amplificador de Instrumentação 55 6.1 Amplificador de Instrumentação de um estágio . . . 55

6.1.1 Terminação Simples ou single-ended . . . 55

6.1.2 Terminação diferencial ou fully-differential . . . 60

6.2 Amplificador de instrumentação de dois estágios . . . 62

6.3 Leiautes e resultados comparativos . . . 69

7 Conclusões e Perspectivas 75 7.1 Trabalhos Futuros . . . 76

Referências bibliográficas 77 A Informações adicionais 85 A.1 Método do gm/ID . . . 85

Lista de Figuras

2.1 Membrana Celular (imagem adaptada). . . 7

2.2 Potenciais de Repouso e Ação da Membrana (imagem adaptada). . . 8

2.3 Tipos de biopotenciais (imagem adaptada). . . 9

2.4 Diagrama de blocos de um sistema básico de aquisição analógica com transmissão sem fio. . . 11

2.5 Blocos utilizados para aquisição e tratamento de biopotencial. . . 11

2.6 Tipos de eletrodos (imagem adaptada). . . 13

2.7 Os principais biopotenciais (Eletrocardiograma - ECG; Eletromiograma interno/externo - EMG_I/E; Eletroencefalograma - EEG; Eletrooculograma - EOG) e ruídos. . . 15

2.8 INA formado por três amplificadores (imagem adaptada). . . 17

2.9 (a) SCIA e (b) INA baseado em capacitores (imagem adaptada). . . 18

2.10 Amplificador de Instrumentação CBIA. . . 19

2.11 INA com acoplamento AC (imagem adaptada). . . 19

2.12 Comparativo entre amplificadores de instrumentação. . . 21

2.13 Pseudo-resistor simples MOS-bipolar (imagem adaptada). . . 23

2.14 Medição de resitência para Pseudo-resistor simples MOS-bipolar (ima-gem adaptada). . . 24

2.15 (a) FGPR, (b) Transistor PMOS simples com gate balanceado e (c) GBPR (imagem adaptada). . . 25

2.16 (a) MBPR e em (b) BTPR (imagem adaptada). . . 25

2.17 (a), (b) e (c) são pseudo-resistores com VGS variável (imagem adaptada). . 25

2.18 (a), (b) e (c) são pseudo-resistores com VGS fixo (imagem adaptada). . . . 26

2.19 Pseudo-resistor pelo Ma et al. (2012). . . 26

2.20 (a), (b) são pseudo-resistores do tipo back-to-back (imagem adaptada). . . 27

2.21 Pseudo-resistor proposto por Pancotto (2017). . . 27

3.1 Esquemático do OTA Current-Mirror proposto em Salhi & Godara (2010). 31 3.2 Esquemático do OTA Folded-Cascode apresentado em Wattanapanitch et al. (2007). . . 32

3.3 Fluxo de projeto seguido. . . 33

3.4 Esquemático do sistema proposto INA com terminação simples. . . 34

3.5 Esquemático do sistema proposto INA com terminação diferencial. . . 35

3.6 Esquemático do sistema proposto dois estágios. . . 35

4.1 OTA Current-Mirror. . . 38

4.2 OTA Folded-Cascode. . . 39 iii

4.3 Região sombreada considerada para análise dos OTAs. . . 40

4.4 OTA Current-Mirror. . . 42

4.5 OTA Folded-Cascode. . . 43

5.1 Relação I-V para o elemento adaptável (imagem adaptada). . . 48

5.2 Circuito para simulação com pseudo-resistor. . . 49

5.3 (a) Circuito para simulação com arquitetura do Harrison & Charles (2003); (b) Curva I-V obtida pela simulação. . . 49

5.4 Valores de ∆R em função dos valores de Resistência. . . 51

5.5 Valores de ∆R0em função dos valores de Resistência. . . 52

5.6 Pseudo-resistor escolhido. . . 52

5.7 Sistema utilizado para caracterização de pseudo-resistores. . . 53

6.1 Amplificador de Instrumentação com acoplamento capacitivo single-ended com um estágio. . . 56

6.2 Ganho de manha aberta amplificador com um estágio e de saída simples. . 57

6.3 Ganho do amplificador de instrumentação com saída simples. . . 60

6.4 Sinais de entrada e saída do amplificador. . . 61

6.5 Amplificador de Instrumentação fully-differential. . . 62

6.6 Ganho de Malha aberta do INA fully-differential. . . 63

6.7 Ganho do INA fully-differential. . . 63

6.8 Sinais de entrada e saída do INA fully-differential. . . 64

6.9 Amplificador de Instrumentação com acoplamento capacitivo com dois estágios. . . 65

6.10 Ganho do amplificador para o caso 1. . . 67

6.11 Sinais de entrada e saída do INA para o caso 1. . . 67

6.12 Ganho do amplificador para o caso 2. . . 68

6.13 Sinais de entrada e saída do INA para o Caso 2. . . 68

6.14 Ruído para o amplificador configurado para o caso 2. . . 69

6.15 Leiaute do OTA Current-Mirror Single-Ended. . . 70

6.16 Leiaute Amplificador de Instrumentação utilizando OTA Current-Mirror Single-ended. . . 70

6.17 Leiaute do OTA Current-Mirror Fully Differential. . . 71

6.18 Leiaute Amplificador de Instrumentação utilizando OTA Current-Mirror Fully Differential. . . 72

6.19 Simulação de ganho AC após a extração de parasitas no Current-Mirror Fully Differential. . . 72

6.20 Simulação de transient após a extração de parasitas no Current-Mirror Fully Differential. . . 73

A.1 Circuito para caracterização de transistor (a) PMOS e (b) NMOS. . . 86

A.2 Curvas geradas na caracterização do Transistor NMOS para (a) gm/gds vs. gm/IDe (b) fT vs. gm/ID. . . 87

A.3 Curvas geradas na caracterização do Transistor NMOS para (a) ID/W vs. gm/IDe (b) ID/W vs. Vov. . . 88

Lista de Tabelas

2.1 Resumo dos Biopotenciais. . . 16

2.2 Comparativo entre amplificadores de instrumentação. . . 21

2.3 Comparativo de amplificadores de instrumentação integrados do estado da arte. . . 22

3.1 Requisitos do sistema. . . 30

4.1 Especificações estabelecidas para o dimensionamento dos OTAs. . . 39

4.2 Transistores para o OTA Current-Mirror. . . 40

4.3 Transistores para o OTA Folded-Cascode. . . 41

4.4 Comparação de resultados entre os Amplificadores Operacionais de Trans-condutância. . . 44

5.1 Resistências obtidas por simulação para topologia do Harrison & Charles (2003). . . 50

6.1 Dimensionamento utilizado para o OTA Current-Mirror single-ended. . . 57

6.2 Simulações de consumo. . . 58

6.3 Dimensionamento utilizado para o OTA Current-Mirror fully-differential. 61 6.4 Comparação dos amplificadores propostos com a literatura. . . 74

Lista de Símbolos e Abreviaturas

AM Ganho de banda passante

AMC Ganho de modo comum

AMD Ganho de modo diferencial

A_i Ganho intrínseco

Ag Prata

AgCl Cloreto de Prata

Au Ouro C_L Capacitância de carga I_D Corrente de dreno K+ Íons de Potássio L comprimento do canal Na+ Íons de Sódio V_BS Tensão substrato-fonte V_DS Tensão dreno-fonte

V_GS Tensão entre gate e o source do transistor, ou tensão porta-fonte

Vov Tensão de overdriver

V_th Tensão limiar

W largura do transistor

∆R Parâmetro de variabilidade do Pseudo-Resistor

f_H Frequência de corte superior

f_L Frequência de corte inferior

f_T Frequência de Transição

g_ds Condutância de saída

g_m transcondutância do transistor

r_o Resistência de saída

AFE do inglês, Analog Front-End ou ainda Front-End Analógico

AmpOp Amplificador Operacional

BTPR do inglês balanced tunable pseudoresistor, ou Pseudo-Resistor Sintonizável

ba-lanceado

BW Banda passante

CBIA do inglês Current Balancing Instrumentation Amplifier, ou amplificador de

ins-trumentação de balanceamento de corrente (ou corrente de feedback)

CI Circuito integrado

CMFB Realimentação de modo-comum, ou do inglês, Commom-mode feedback

CMOS do inglês Complementary Metal-Oxide-Semiconductor, ou Metal-Óxido-Semicondutor

Complementar

CMRR do inglês Common Mode Rejection Ratio ou, Razão de Rejeição de Modo

Co-mum

DRC do inglês Design Rules Check

ECG Eletrocardiograma

EEG Eletroencefalograma

EMG Eletromiograma

EOG Eletrooculograma

ES Eletrodos de Superfície

FGPR do inglês reconfigurable floating-gate pseudo-resistor, ou Pseudo-Resistor

re-configurável de gate flutuante

FPA Filtro passa-alta

FPB Filtro passa-baixa

GBPR do inglês gate-balanced pseudoresistor, ou Pseudo-Resistor com gate

balance-ada

INA do inglês Instrumentation Amplifier, ou Amplificador de Instrumentação

IOT do inglês Internet of Things, ou Internet das Coisas

IRN do inglês Input-Referred Noise ou, ruído referido à entrada

LVS do inglês, Layout versus Schematic

MBPR do inglês MOS-BJT pseudoresistor, ou Pseudo-Resistor MOS-bipolar

MOS do inglês Metal-Oxide-Semiconductor, ou Metal-Óxido Semicondutor

NEF do inglês Noise Efficiency Factor, ou Fator de Eficiência do Ruído

NMOS Transistor de efeito de campo metal-óxido-semicondutor do tipo n

OTA do inglês Operational Transconductance Amplifier, ou amplificador

operacio-nal de transcondutância

PCR Potencial Córneo-Retiniano

PEF do inglês Power Efficiency Factor ou Fator de eficiência energética

PGA do inglês Programmable Gain Amplifier, ou amplificador de ganho

programá-vel

PMOS Transistor de efeito de campo metal-óxido-semicondutor do tipo p

PSRR do inglês Power Supply Rejection Ratio ou, Razão de Rejeição da Fonte de

Alimentação

PVT do inglês process, voltage and temperature variations, ou variações processo,

tensão e temperatura

SCIA do inglês Switched-Capacitor Instrumentation Amplifier ou amplificador de

instrumentação baseado em capacitor chaveado

THD do inglês Total harmonic distortion ou distorção harmônica total

Capítulo 1

Introdução

Atualmente tem-se observado um crescente aumento das aplicações de baixo consumo e baixo ruído, utilizando circuitos cada vez menores e visando um baixo custo. Os dis-positivos vestíveis surgem como um dos pilares que impulsionam e motivam a busca por dispositivos que consumam pouca energia, apresentando assim um maior tempo de vida por parte das baterias, ou seja, uma maior autonomia. Isso se faz possível graças tam-bém aos avanços nas áreas de fabricação de circuitos integrados (CIs), possibilitando uma diminuição nas dimensões dos protótipos, o que auxilia na redução do consumo (Tseng et al. 2012, Ha et al. 2014, Burdett 2015, Ng et al. 2016).

Os dispositivos vestíveis e/ou portáteis abrangem uma vasta gama de aplicações que visam melhorar a qualidade de vida do ser humano, seja envolvendo dispositivos de mo-nitoramento, controle e acionamento de determinados objetos, bem como, para o trata-mentos de doenças (Rodriguez-Villegas et al. 2018). Atualmente tem-se a Internet das coisas (IoT, do inglês (Internet of Things)) associada a Medicina, que deve proporci-onar o uso destes dispositivos de forma ubíqua. Para a implementação de boa parte dessas aplicações, faz-se uso da aquisição dos biopotenciais, que são potenciais oriun-dos de atividades eletrofisiológicas no interior das células semipermeáveis (Malmivuo & others 1995, Bronzino 2006).

Os biopotenciais estão relacionados com atividades eletrofisiológicas que ocorrem no interior das células semipermeáveis (Malmivuo & others 1995). Estes se relacionam a uma infinita gama de atividades que são essenciais para o funcionamento do corpo humano, como os batimentos do coração, e também, para a realização de tarefas, como por exemplo, uma caminhada, levantamento de massa, entre outras tarefas presentes no cotidiano do ser humano. A aquisição destes sinais permite o monitoramento do estado de determinados órgãos e tecidos, e também, o controle de equipamentos que otimizem a realização de algumas tarefas (Bronzino 2000) (Barr 2000) (Enderle & Bronzino 2012).

Outro ponto que pode ser levantado é a grande quantidade de pessoas com deficiência existente no Brasil e no mundo. Segundo o IBGE (Instituto Brasileiro de Geografia e Estatística) cerca de 24 % da população brasileira sofre com alguma deficiência, seja ela motora, visual, auditiva ou mental/intelectual (Brasil 2012). O processamento desses biopotenciais podem auxiliar nos diagnósticos de patologias, bem como, na melhoria da qualidade de vida de pessoas com deficiência.

2 CAPÍTULO 1. INTRODUÇÃO

integrante dos blocos de condicionamento e responsáveis por realizar o tratamento inicial do sinal. Com ele, os sinais podem ser amplificados e filtrados para posterior manipula-ção. São inúmeras as configurações que podem ser implementadas com o uso do amplifi-cador. Para o tratamento de pequenos sinais e/ou instrumentação de modo geral, usa-se a configuração denominada amplificador de instrumentação (Dal Fabbro 2002).

O projeto de amplificadores de instrumentação integrado foi escolhido como projeto desta dissertação por possibilitar o contato com todas as etapas de desenvolvimento de projetos de circuitos integrados analógicos, desde o dimensionamento dos sistemas, si-mulação com o sistema proposto e dimensionado, confecção de leiaute e sisi-mulação pós-leiaute. Além disso, será possível utilizar o circuito em uma aplicação. Outro motivo pelo qual o tema foi escolhido, é a familiaridade com uma das aplicações desse tipo de configuração, visto que a aplicação voltada ao tratamento de biosinais/biopotenciais foi tema do trabalho de conclusão de curso da mestranda.

O presente trabalho visa a implementação de um amplificador de instrumentação em tecnologia CMOS 0,5 µm da ON Semiconductors para o tratamento de biopotenciais. Es-ses sinais oriundos do corpo humano possuem como características as baixas amplitudes e frequências e, além disso, são conhecidos por serem altamente susceptíveis a ruídos, o que resulta na indicação do uso de um amplificador de instrumentação (Malmivuo & others 1995) (Bronzino 2000). O tratamento de biopotenciais permite o diagnóstico de disfunções em órgãos e tecidos do corpo humano, como por exemplo, o diagnóstico de arritmias cardíacas e, também, para controle de próteses humanas utilizadas por indiví-duos que por algum motivo perderam algum membro (Nokes et al. 1995) (Enderle & Bronzino 2012).

1.1

Objetivos

1.1.1

Objetivo Geral

O objetivo geral deste trabalho é projetar amplificadores de instrumentação de baixo consumo e baixo ruído, utilizando tecnologia CMOS 0,5 µm ON Semiconductors.

1.1.2

Objetivos Específicos

São objetivos específicos deste trabalho:

1. Realizar comparativo e escolha entre arquiteturas de OTA para ser utilizada; 2. Dimensionar e definir os parâmetros de otimização dos transistores que integram o

amplificador de instrumentação;

3. Realizar simulações e análises a nível de esquemático do circuito implementado; 4. Implementar o leiaute do amplificador proposto;

5. Realizar simulações e análises a nível de pós-leiaute;

6. Dimensionar e projetar um pseudo-resistor e determinar um circuito para caracteriza-lo.

1.2. ORGANIZAÇÃO DO TRABALHO 3

1.2

Organização do trabalho

Este documento de dissertação de mestrado apresenta o desenvolvimento de um am-plificador de baixo consumo e baixo ruído, voltado para aplicações vestíveis e/ou portá-teis, dando enfase a aplicações envolvendo os biopotenciais, e está dividido da seguinte maneira:

1. O capítulo 2 expõe uma breve introdução sobre os biopotenciais, como eles se comportam dentro do corpo humano, quais são os principais biopotenciais traba-lhados na literatura, e, como é composto o sistema básico para o condicionamento do mesmo. Além disso, apresenta uma revisão de alguns trabalhos encontrados na literatura que serviram de base para a implementação deste projeto, onde são abor-dadas as arquiteturas de amplificadores de instrumentação utilizadas atualmente e seu estado da arte.

2. O capítulo 3 sumariza toda a metodologia utilizada para a implementação de tal projeto, bem como, os sistemas propostos com base nos requisitos exigidos pela aplicação escolhida.

3. No capítulo 4 são apresentados os resultados obtidos por meio de simulação para duas arquiteturas de OTA pré-selecionadas.

4. É realizada no capítulo 5 uma abordagem acerca dos pseudo-resistores, onde foram testadas algumas arquiteturas e, é apresentado o circuito para caracterizá-lo. 5. O capítulo 6 expõe todos os resultados obtidos com os sistemas propostos. Foram

testadas três configurações, duas com um único estágio, configuradas como

single-ended e fully-differential; e uma com dois estágios, sendo o primeiro totalmente

diferencial e no segundo estágio, configuração com terminação simples.

6. Por fim, no capítulo 7 são apresentadas conclusões e considerações acerca dos re-sultados obtidos, contribuições e propostas de trabalhos futuros.

Capítulo 2

Referencial Teórico

Este capítulo apresenta uma breve introdução aos biopotenciais e o estado da arte acerca dos amplificadores de instrumentação e pseudo-resistores. Inicialmente na seção 2.1 é apresentada a classificação dos biosinais, dando ênfase aos sinais bioelétricos, os primeiros registros datados em literatura do mesmo e como esses biopotenciais são origi-nados no interior das células do corpo humano. Em seguida, na seção 2.2 são apresenta-dos quais os principais tipos de biopotenciais trabalhaapresenta-dos e/ou encontraapresenta-dos na literatura disponível. Na seção 2.3 é possível observar quais sistemas de aquisição são implemen-tados para se trabalhar com biopotenciais, qual o tipo de instrumentação é utilizada. Por fim, dando sequência ao referencial teórico, neste capítulo será apresentado um estudo acerca do estado da arte (state-of-the-art) em amplificadores de instrumentação (na Se-ção 2.5) e, quais são as arquiteturas de pseudo-resistores que são utilizadas para se obter elevados valores de resistência, sem comprometer a área e consumo do chip (na Seção 2.6).

2.1

Origem dos Biopotenciais

Os biosinais são sinais oriundos de atividades realizadas no e/ou pelo corpo humano, podendo possuir uma infinidade de fontes. São alguns biosinais: o bioelétrico, de bioim-pedância, bioacústico, biomecânico, biomagnético e bióptico (Cohen 2006).

Segundo Cohen (2006) biosinais podem ser classificados ainda de acordo com: 1. A fonte: podem ser classificados de acordo com sua fonte ou natureza física,

po-dendo ser uma característica física, como por exemplo, o modelo do sinal tratado; 2. A aplicação biomédica: a classificação pode ser dada de acordo com o campo de

aplicação do sinal biomédico, podendo está relacionada as áreas de diagnóstico, monitoramento ou outra aplicação;

3. As características do sinal: tem foco mais na parte de processamento, sem levar em consideração a fonte do sinal ou a sua aplicação.

Como o foco deste trabalho é a implementação de um amplificador para o tratamento com biopotenciais, será dado enfoque ao sinal bioelétrico (os biopotenciais).

São inúmeros os registros encontrados ao longo da história de aplicações envolvendo os biopotenciais, quer seja para aplicações médicas ou para otimizar o estilo de vida do ser

6 CAPÍTULO 2. REFERENCIAL TEÓRICO

humano. Um dos primeiros e mais renomados experimentos registrados foi o experimento de Luigi Galvani no final do século XVIII, onde era possível realizar estímulo no músculo de rã utilizando um arco bimetálico. O contato do arco com o tecido, resultava em uma corrente que percorria o músculo e provocava contrações no mesmo (Malmivuo & others 1995).

Quase um século depois, em meados de 1849, o alemão DuBois Reymond registrou um potencial ocular que independia de qualquer estímulo (Zago 2010). Em 1875 o britâ-nico Richard Caton publicou um trabalho onde realizava medição de atividades elétricas nos cérebros de coelhos e macacos, o que constitui a descoberta do Eletroencefalograma (EEG) . Os primeiros registros com Eletrocardiograma (ECG) datam do final do século XIX com Augustus Waller (Malmivuo & others 1995) (Enderle & Bronzino 2012).

No século XX, o holandês Willem Einthoven foi o primeiro a registrar o ECG com um equipamento baseado em um galvanômetro de corda. Em 1929, Hans Berger criou o primeiro EEG, que foi utilizado para medição e registro de atividade cerebral. Já em 1935 surgiram os primeiros amplificadores que puderam ser utilizados para provar que a atividade elétrica do córtex possuía um comportamento especifico (Malmivuo & others 1995) (Enderle & Bronzino 2012).

Atualmente existem dispositivos e sistemas de instrumentação que se baseiam na ma-nipulação de biopotenciais. Esses equipamentos são utilizados para diagnóstico de doen-ças, implantes e até mesmo para controlar outros dispositivos (Enderle & Bronzino 2012) (Nokes et al. 1995).

2.1.1

Biopotenciais

Os biopotenciais são potenciais resultantes de atividades eletrofisiológicas que ocor-rem dentro das células semipermeáveis (Bronzino 2000) (Yazicioglu et al. 2008) (Bronzino 2006). É a existência desses potenciais que possibilitam a realização de algumas ativida-des, como, o piscar dos olhos, caminhar, os batimentos cardíacos, entre outros. Esses po-tenciais podem envolver um conjunto de neurônios, músculos ou tecidos (Webster 1999). As células possuem uma membrana que funciona como uma espécie de barreira pro-tetora e separa os meios intracelular (citoplasma) do meio extracelular (conexões com os tecidos). Devido à grande concentração de íons nos fluídos intra e extracelular, é possível que ocorra correntes iônicas, isso só é permitido devido à existência dos canais iônicos que funcionam como uma espécie de filtro seletor, permitindo ou não a passagem de um determinado íon de um meio para outro. Quanto maior o número de canais iônicos, maior é a permeabilidade da célula. Na Figura 2.1 é possível observar como é formada a mem-brana celular, com seus canais iônicos.

É possível verificar dois tipos de potenciais nessas células: o Potencial de Repouso e o Potencial de Ação. Este último se caracteriza pela existência de um estímulo (Malmivuo & others 1995) (Enderle & Bronzino 2012) (Thakor 1999).

Quando a célula está em repouso, diz-se que a mesma se encontra sob o Potencial de Repouso. Esse estágio é caracterizado pela maior concentração de íons de potássio (K+) no interior da célula, enquanto que no exterior possui uma maior concentração de íons de sódio (N+). Devido a essa variação de concentração de íons, os gradientes de difusão

2.2. PRINCIPAIS BIOPOTENCIAIS E SUAS CARACTERÍSTICAS 7

Figura 2.1: Membrana Celular (imagem adaptada). Fonte: Malmivuo & others (1995).

conduzem os íons de K+ para o exterior e os de Na+para o interior da célula, tendendo a um equilíbrio eletroquímico (equilíbrio de Gibbs-Donnan), que por sua vez, resulta numa diferença de potencial.

Ao sofrer um estímulo, a célula inicia uma sequência de eventos fisiológicos que re-sulta em um processo de troca de informação. Esse processo é conhecido como Potencial de Ação, e é dividido em quatro fases. As quatro fases podem ser observadas na Figura 2.2.

A primeira é caracterizada pelo Potencial de Repouso mencionado anteriormente, a

segunda fase é a Despolarização, processo no qual os canais iônicos de Na+ se abrem,

permitindo a passagem destes para o interior da célula, esse processo continua até que se atinja o valor máximo positivo de potencial na célula. A terceira fase é a de

Repolariza-ção, que representa o momento em que os canais de Na+ se fecham e os canais de K+

abrem lentamente, resultando numa queda de potencial. A quarta e última fase, a Hiper-polarização (transação entre a ReHiper-polarização e o Potencial de Repouso), acontece quanto

todos os canais de K+ estão abertos e a célula atinge o potencial máximo negativo e,

volta a estabilidade . (Yazicioglu et al. 2008) (Malmivuo & others 1995) (Bronzino 2000) (Quillfeldt 2005).

2.2

Principais Biopotenciais e suas características

Como já mencionado, os biopotenciais são sinais resultantes de atividades eletrofi-siológicas. A aquisição desses biopotenciais possibilita entender como são realizadas tarefas como o movimento de músculos, ou ainda, investigar algumas doenças/anomalias no corpo. Aqui será dada ênfase a quatro biopotenciais, são eles:

poten-8 CAPÍTULO 2. REFERENCIAL TEÓRICO

Figura 2.2: Potenciais de Repouso e Ação da Membrana (imagem adaptada). Fonte: Varghese (2000).

cial do cérebro;

• Eletrocardiograma (ECG): se relaciona com as atividades geradas pelo coração; • Eletromiograma (EMG): está relacionado aos sinais elétricos nos músculos; • Eletrooculograma (EOG): biosinais oculares.

Como características principais desses biosinais, tem-se as pequenas amplitudes (va-riando entre 1 µV à 12 mV); baixas frequências; e ainda apresentam interferências bio-lógicas, provenientes da pele, dos contatos eletrodo-pele, da movimentação do indivíduo no momento da coleta do sinal e ruídos provenientes das fontes (Thakor 1999). A seguir será feita uma breve descrição de cada um desses biopotenciais.

Na Figura 2.3 pode-se observar os biopotenciais distribuídos pelo corpo, ou seja, os locais do corpo onde pode ser realizada a sua aquisição.

2.2.1

Eletroencefalograma — EEG

Esses biosinais estão relacionados as atividades neurais. O cérebro humano está em constante atividade, isso quer dizer que em seu interior, sempre está acontecendo as etapas do potencial de ação. Enviando assim o sinal ao longo das fibras nervosas (Nokes et al. 1995).

Este sinal é caracterizado por possuir baixas amplitudes (na faixa dos microvolts) e de difícil registro e interpretação, isso porque envolve bilhões de neurônios. Sua aquisição pode ser realizada com o uso de eletrodos banhado a ouro (Au) posicionados sobre o couro cabeludo do paciente (Bronzino & Peterson 2014).

2.2. PRINCIPAIS BIOPOTENCIAIS E SUAS CARACTERÍSTICAS 9

Figura 2.3: Tipos de biopotenciais (imagem adaptada). Fonte: Ha et al. (2014).

São inúmeras as interferências apontadas para esse sinal, como exemplo pode-se citar, o movimento ou piscar dos olhos, ruídos provenientes do próprio movimento do sujeito e a indução elétrica e/ou magnética (Thakor 1999). Podem ser utilizados para o diagnóstico de doenças como epilepsia e estudos relacionados a qualidade de sono (Bronzino 2000).

2.2.2

Eletrocardiograma — ECG

Este biopotencial é utilizado principalmente para monitoramento do coração, em mar-capasso e desfibrilador. Além dessas aplicações, pode ser utilizado clinicamente para diagnóstico de arritmias, isquemia e deformações no coração.

A contração do coração, resulta num potencial que pode ser mensurado. As formas de onda do ECG são resultados das contrações ao longo do tempo de quatro cavidades: 2 átrios e 2 ventrículos (Nokes et al. 1995).

A aquisição do sinal de ECG é realizada com o posicionamento de eletrodos no tronco, braços e pernas. Por estar posicionado próximo ao coração, há uma atividade na superfície da pele que pode descrever o mesmo. Normalmente para a sua aquisição são utilizados eletrodos de prata (Ag) ou prata-cloreto de prata (Ag/AgCl) (Thakor 1999).

10 CAPÍTULO 2. REFERENCIAL TEÓRICO

2.2.3

Eletromiograma — EMG

Sempre que há uma excitação num músculo há uma atividade elétrica, é por isso que esses sinais podem mostrar dados importantes quanto ao estado do músculo e identificar disfunções neuromusculares.

Estes sinais possuem amplitudes e largura de banda maiores quando comparados aos biopotenciais anteriormente citados, por isso, são menos sujeitos a ruídos de baixa frequência (Thakor 1999).Além disso, sua atividade está relacionada com a despolariza-ção do nervo (Nokes et al. 1995).

Sua aquisição é realizada posicionando eletrodos de Ag/AgCl ou banhados a ouro sobre o grupo de músculos a ser avaliado (Webster 1999). Clinicamente, é utilizado para determinar a função de um grupo de músculos após um trauma ou dano neurológico. Outra aplicação é o uso deste biosinal para o controle de próteses mecânicas (Nokes et al. 1995).

2.2.4

Eletrooculograma — EOG

É o biopotencial resultante do movimento dos olhos. No olho humano é possível ob-servar a existência de um potencial córneo-retiniano (PCR) que é gerado pela camada externa do olho (representado pela córnea) e interna (representado pela retina). Esse po-tencial sofre alteração devido a inúmeros fatores, são alguns deles, a mudança de lumino-sidade do ambiente, presença de alguma patologia e a pele suja do paciente (Zago 2010). O EOG pode ser utilizado para estudos relacionados a qualidade da visão, distúrbios de visão como retinopatia pigmentar, reflexo vestíbulo-ocular (VOR), além de aplicações de controle de objetos (Malmivuo & others 1995) (Thakor 1999).

A aquisição deste sinal pode ser realizada com o uso de um eletrodo de superfície com a adição de um gel condutor, podendo este ser de Ag/AgCl ou banhado a ouro (Webster 1999) (Bronzino 2006).

Como o EOG está relacionado ao movimento do olho tanto na horizontal quanto na vertical, os eletrodos devem se posicionar de tal forma que dois estejam nas laterais dos olhos, para movimentos na horizontal, e dois (um acima e outro abaixo do olho) para movimentos na vertical. É necessário o uso de um quinto eletrodo para referência, este pode ser posicionado em qualquer região do corpo que não interfira na aquisição do sinal. A forma de onda do EOG se apresenta semelhante a uma onda de pulsos, e assim como o EEG é caracterizada por baixas frequências e amplitudes, o que dificulta a sua aquisição e interpretação (Malmivuo & others 1995) (Zago 2010).

2.3

Sistema básico de Aquisição de um Biopotencial

As aplicações vestíveis e/ou portáteis vem tomando cada vez mais espaço no cená-rio tecnológico. É comum encontrar no cootidiano vácená-rios dispositivos inteligentes dentro da gama dessas aplicações (Rodriguez-Villegas et al. 2018). São exemplos desses dis-positivos: as pulseiras e relógios inteligentes, marcadores de passos, óculos inteligentes,

2.3. SISTEMA BÁSICO DE AQUISIÇÃO DE UM BIOPOTENCIAL 11

roupas inteligentes, sistemas implantáveis, drug-delivery, aplicações voltadas ao moni-toramento de pacientes e aplicações de controle (Konijnenburg et al. 2016, Rodriguez-Villegas et al. 2018). Estes dispositivos de uma forma geral, devem se adequar as neces-sidades do usuário e ser de fácil utilização. Além disso, para englobar um grande número de indivíduos ou para se ter várias aplicações em um só dispositivo, é necessário um baixo custo de produção (Rodriguez-Villegas et al. 2018).

Um diagrama de blocos normalmente utilizado para esse tipo de aplicação, utilizando transmissão sem fio, pode ser observado na Figura 2.4. O sistema vestível e/ou portátil é composto basicamente de um bloco de Front-End Analógico (AFE do inglês, Analog Front-End), blocos com transmissores e receptores de dados e, um bloco de processa-mento do sinal. Este processaprocessa-mento pode acontecer antes ou depois da transmissão de dados, ou em ambos. Front-End Analógico Transmissão de Dados Sinal Recepção de Dados Processamento de Sinal

Figura 2.4: Diagrama de blocos de um sistema básico de aquisição analógica com trans-missão sem fio.

Fonte: Autoria Própria.

O bloco do Front-End Analógico (AFE), pode ser melhor detalhado na Figura 2.5. Esse bloco pode englobar dois sub-sistemas, são eles o de Amplificação e Filtragem do sinal, compostos por amplificadores e filtros, respectivamente.

Biopotencial Transdutor ou Sensor Amplificador Leitura e/ou Registro Filtros AFE

Figura 2.5: Blocos utilizados para aquisição e tratamento de biopotencial. Fonte: Autoria Própria.

Para o primeiro sub-sistema, de amplificação, normalmente faz-se uso de um ampli-ficador de instrumentação para o primeiro estágio, e um segundo estágio de amplificação que pode ser representado por um PGA (Programmable Gain Amplifier) e blocos para o tratamento do ruído a nível analógico.

Devido a possuírem baixas amplitudes, os biosinais estão sujeitos a diversas interfe-rências, seja biológica, relacionada a alimentação do sistema e/ou isolação.

De acordo com a Figura 2.5 para uma boa medição do sinal se faz necessário o uso de sensores e/ou transdutores, que podem ser representados por eletrodos, sendo que estes

12 CAPÍTULO 2. REFERENCIAL TEÓRICO

são responsáveis pela aquisição do sinal, realizando a interface entre o tecido ou músculo com o sistema de condicionamento.

Logo na sequência vem o estágio de amplificação, geralmente dividido em dois blo-cos, um de pré-amplificação que é composto pelo amplificador de instrumentação, e um segundo bloco, utilizado para se atingir o ganho necessário para o sinal analisado, esse bloco pode ser implementado por um Amplificador de Ganho Programável (PGA, do in-glês Programmable Gain Amplifier).

Um terceiro bloco imprescindível para um bom tratamento do sinal é a filtragem. São inúmeras as arquiteturas de filtros utilizados na literatura, podendo ser estruturas simples como filtros passa-alta (FPA) e passa-baixa (FPB).

Todos os blocos supracitados são estágios de tratamento analógicos e serão mais de-talhados a seguir. Além destes, dependendo da aplicação existem os blocos de conversão do sinal, como no caso de Conversores Analógicos/Digitais e Digitais/Analógicos, blocos voltados para o processamento de sinais digitais e para a transmissão e recepção de dados (Nokes et al. 1995) (Hansman Jr. 1999) (Mainardi et al. 2006) (Hsu et al. 2018).

2.3.1

Eletrodos

O primeiro nível do sistema de aquisição é composto pelos eletrodos. São eles os responsáveis pelo contato direto com a pele, tecido ou músculo do indivíduo. Os eletrodos são encarregados de realizar a transdução de correntes iônicas em correntes eletrônicas para que possam ser manipulados (Yazicioglu et al. 2008) (Thakor 1999). A seguir são apresentados os tipos de eletrodos que podem ser encontrados no mercado.

Os eletrodos podem ser classificados como úmido, seco e de não-contato (Yazicioglu et al. 2008) (Ha et al. 2014).

• Do tipo úmido: é o mais difundido em aplicações clínicas e estudos. Utilizam gel (tipo eletrólito) entre o eletrodo e a pele do paciente, esse gel é utilizado para estabilizar o contato existente. Normalmente os eletrodos do tipo úmido são de Ag/AgCl. Uma desvantagem deste tipo de eletrodo é que pode causar irritação na pele ou desconforto devido ao gel e sua qualidade pode diminuir para uso em uma longa faixa de tempo.

• Do tipo seco: são assim chamados por não utilizarem gel. Por não possuírem gel, suas características se assemelham a de um eletrodo polarizável, fazendo com que este necessite de um circuito de entrada com uma alta impedância. Seu desempenho melhora com o tempo. Existe também, os eletrodos do tipo seco com acoplamento AC, entre o eletrodo e o corpo. Quando comparado com os do tipo seco sem acopla-mento, este último, oferece uma isolação, uma maximização e maior tempo de vida. Porém como desvantagem, pode por vezes mascarar os potenciais reais, levando um determinado tempo para se estabilizar.

• Tipo não-contato: assim como o eletrodo do tipo seco, não possuem gel, e dife-rente deste, não há contato direto com a pele. São considerados puramente capaci-tivo, por isso, não há corrente DC, e necessitam de uma alta impedância de entrada para extração de biopotenciais.

2.3. SISTEMA BÁSICO DE AQUISIÇÃO DE UM BIOPOTENCIAL 13

Figura 2.6: Tipos de eletrodos (imagem adaptada). Fonte: Ha et al. (2014).

A Figura 2.6 apresenta os tipos de eletrodos e seus respectivos circuitos equivalentes. Outra maneira de subdividir os tipos de eletrodos é quanto a sua forma. Eles podem ser: eletrodos de superfície (ES); agulha; e microeletrodos.

Os eletrodos de superfície são posicionados sobre a pele do paciente, não são invasivos e resultam em pouco desconforto para o paciente. O segundo tipo, de agulha, penetram o tecido da pele até atingir o local a ser analisado, são de menores dimensões que os de superfície e são do tipo invasivo, podendo causar certo desconforto ao paciente. E os microeletrodos, são específicos para o monitoramento a nível celular (Neuman 2006).

Quanto aos tipos de materiais utilizados para a implementação dos eletrodos, tem-se os de Ag/AgCl e Ouro. Os eletrodos de Prata-Cloreto de Prata Ag/AgCl são os mais utiliza-dos para a aquisição de biopotenciais. Possuem uma boa estabilidade quando em contato com a pele e boa condutividade do sinal, além disso, possuem uma baixa impedância. Normalmente são de uso descartável. (Thakor 1999) (Yazicioglu et al. 2008).

Já os eletrodos de ouro, possuem uma alta condutividade e podem ser reutilizáveis, é comumente utilizado na aquisição do EEG. Assim como os de Ag/AgCl, podem ser utilizados em conjunto com gel eletrolítico, que auxilia na condução. Ainda existem outros tipos de eletrodos, como os de metal ou carbono (Thakor 1999).

2.3.2

Condicionamento do sinal

Para o condicionamento do sinal se faz necessário o uso de amplificadores, uma vez que os sinais obtidos na saída dos eletrodos são de baixas amplitudes, necessitando de um ganho para que possam ser analisados (Thakor 1999). O sinal que chega na entrada do amplificador é o resultado da composição de cinco componentes. São eles (Nagel 2006):

1. Biopotencial desejável; 2. Biopotenciais indesejáveis;

14 CAPÍTULO 2. REFERENCIAL TEÓRICO

3. Interferências da rede (50 Hz ou 60 Hz) e suas harmônicas; 4. Interferências geradas pela interface eletrodo-tecido; 5. Ruídos.

Para o tratamento com biopotenciais, esses amplificadores devem possuir como requi-sitos básicos uma alta impedância de entrada, não serem susceptível a ruído, estabilidade tanto em relação a temperatura quanto as tensões de flutuações (offset), alto ganho (depen-dendo do sinal a ser tratado) e largura de banda. A configuração de amplificador que de forma resumida engloba todos esses requisitos é o amplificador de instrumentação (INA, do inglês Instrumentation Amplifier) (Nagel 2006).

Os sistemas de aquisição de biopotencial em geral se dividem o estágio de ampli-ficação em duas etapas, sendo a primeira caracterizada pelo uso do INA, como estágio de pré-amplificação e primeiro contato do sinal original com o sistema de tratamento, e a segunda etapa pode-se utilizar um amplificador não-inversor ou outras técnicas como PGA, para quando se quer várias margens de ganho, como pode ser observado em alguns trabalhos, como Tseng et al. (2012), Chang et al. (2017) e Pini & McCarthy (2010).

Amplificador

O amplificador de instrumentação pode ser utilizado para inúmeras aplicações, sendo o mais empregado para realizar o condicionamento de sinais com baixas amplitudes e com grande vulnerabilidade a ruídos, como é o caso dos bipotenciais (Thakor 1999). Se configura como estágio de pré-amplificação e contribui significativamente para a quali-dade do sistema. O estágio de pré-amplificação deve ser sensível ao sinal medido entre os eletrodos, e, ao mesmo tempo, rejeitar os sinais de modo comum, minimizando os efeitos de interferência (Nagel 2006).

Com base em Yazicioglu et al. (2008), Nagel (2006) e Pancotto (2017) foram extraídas algumas características principais desse tipo de configuração. São elas:

• Alto CMRR, para rejeitar as principais interferências;

• Características de filtro passa-alta, para filtrar os sinais diferenciais (offset do ele-trodo), o que possibilita um ganho maior;

• Baixo ruído, para melhorar a qualidade do sinal;

• Ultra-baixo consumo, para uma maior autonomia, isso possibilita que o sistema seja alimentado por baterias, o que auxilia no tratamento de ruídos;

• Ganho configurável e característica de filtros necessários para se trabalhar com di-ferentes biopotenciais e aplicações.

O amplificador de instrumentação será melhor detalhado no capítulo na seção 2.5, onde será realizada um estudo acerca dos tipos de arquiteturas e suas características prin-cipais. Além da pré-amplificação, na literatura faz-se o uso de um segundo estágio de amplificação, esse não possui tantos requisitos quanto o primeiro, e tem como finalidade ajustar o ganho final desejado para o sistema. Pode assumir a configuração de um simples não-inversor ou até mesmo configurações um pouco mais elaboradas, como um PGA.

2.4. RESUMO DOS BIOPOTENCIAIS 15

Filtros

A etapa de filtragem auxilia na redução das interferências. São inúmeras as fontes dessas interferências, como por exemplo, a impedância da fonte ou os próprios cabos de conexão dos eletrodos, estas fazem com que o sistema fique susceptível a interferências capacitivas e indutivas (Nokes et al. 1995).

Podem ser utilizados para o tratamento dessas interferências diversas configurações de filtros analógicos. São algumas delas:

• Filtro passa-baixas: utilizados para atenuar possíveis interferências de alta frequên-cia;

• Filtro passa-altas: utilizados para atenuar possíveis interferências de baixa frequên-cia, como por exemplo, tensões DC;

• Filtro passa-banda: permite a passagem apenas de uma faixa de frequência, pode ser utilizado quando se sabe a largura de banda do sinal, evitando que ruídos de frequências próximas interfiram no sinal.

Na literatura é possível encontrar também trabalhos que relacionam a aplicação de filtros Notch, utilizados para rejeitar a frequência de rede (Chang et al. 2017) (Parente et al. 2018), filtros digitais (Van Helleputte et al. 2015) e técnicas para redução de ruído com Choppers e Autozeros.

2.4

Resumo dos biopotenciais

Na Figura 2.7, é possível observar a abrangência de cada biopotencial, e onde, se localizam as principais fontes de ruídos para esses biosinais, como, por exemplo, o ruído flickere o offset, provenientes dos eletrodos.

Frequência (Hz) V oltagem ( V) 10-1 100 101 102 103 104 0.1 1 10 100 1000 10000 eletrodo offset 50/60 Hz ruído 1/f EOG EEG ECG EMGI/E

Figura 2.7: Os principais biopotenciais (Eletrocardiograma - ECG; Eletromiograma

in-terno/externo - EMGI/E; Eletroencefalograma - EEG; Eletrooculograma - EOG) e ruídos.

16 CAPÍTULO 2. REFERENCIAL TEÓRICO

A Tabela 2.1 apresenta um breve resumo dos biopotenciais, suas amplitudes, largu-ras de banda, principais eletrodos utilizados para a sua aquisição e algumas observações acerca de cada um. A tabela foi elaborada de acordo com dados encontrados na litera-tura (Thakor 1999) (Nagel 2006) (Cohen 2006) (Pancotto 2017) (Pini & McCarthy 2010) (Malmivuo & others 1995) (Bronzino & Peterson 2014) (Enderle & Bronzino 2012) (Webster & Eren 2014) (Harrison 2007).

Biopotenciais Aquisição Largura de

Banda Tensões Comentários

Eletrooculograma (EOG) ES, Ag/AgCl hidrogel dc - 50 Hz 10 µV - 5 mV interferências biológicas, ruídos de baixa frequência. Eletroencefalograma (EEG) ES, banhados a ouro ou de Ag/AgCl e eletrodos ativos 0,01 - 150 Hz 1 µV - 1 mV Possui de 6 à 32 canais, ruídos térmicos, 60 Hz, ruídos RF. Eletrocardiograma (ECG) ES, Ag/AgCl com esponja ou hidrogel 0,05 - 250 Hz 50 µV - 12 mV 60 Hz. Eletromiograma (EMG)

ES, tipo agulha discos de platina

0,01 - 10 kHz 10 µV - 10 mV 60 Hz e RF

Tabela 2.1: Resumo dos Biopotenciais.

2.5

Arquiteturas de Amplificadores de Instrumentação

Como já mencionado anteriormente, o amplificador de instrumentação é o primeiro bloco de condicionamento utilizado para bipotenciais, por isso, é nele onde é definido o nível de ruído que será transmitido para o restante do sistema e, também, o CMRR, a capacidade de rejeitar sinais de modo-comum (Coulon 2012).

As principais características dos amplificadores de instrumentação já foram aborda-das. Ele deve ter tal comportamento devido a uma série de interferências que afetam de forma significativa o desempenho dos sistemas de aquisição de biopotenciais. São algu-mas dessas interferências (Coulon 2012):

• o ruído flicker dos transistores de Metal-Óxido Semicondutor (MOS), que distorce o sinal de entrada dificultando a sua detecção;

• offset DC gerado pela interface eletrodo-pele;

• transistores MOS possuem também um offset de entrada;

• interferência de modo comum, principalmente devido à rede (60 Hz).

Além do já mencionado, os amplificadores de bipotenciais devem, segundo Yazicioglu et al. (2008), possuir:

2.5. ARQUITETURAS DE AMPLIFICADORES DE INSTRUMENTAÇÃO 17

• alta impedância de entrada, para que o sinal a ser analisado não sofra com atenuação e/ou distorção;

• uma boa resposta para ruídos de baixas frequências, para tal, podem ser integradas ao amplificador as técnicas de choppers e autozero.

A seguir serão apresentadas as principais arquiteturas encontradas na literatura para amplificadores de instrumentação. A arquitetura que é mais difundida na literatura e que foi a primeira a ser projetada é a que faz uso de três amplificadores operacionais, conhecida como INA resistivo (Goel & Singh 2013) (Sharma & Mehra 2016). Para baixo consumo a configuração mais popular é a de INA com acoplamento AC (ou ainda AC-CoupledINA) (Ha et al. 2014) (Tseng et al. 2012) (Harrison & Charles 2003) (Mollazadeh et al. 2009) (Yu et al. 2008) (Wattanapanitch et al. 2007) (Corradi & Indiveri 2015). Além dessas duas, há também o INA com realimentação/balanceamento de corrente (CBIA, do inglês Current Balancing Instrumentation Amplifier) (Coulon 2012) (Dal Fabbro 2002). Essas três arquiteturas serão melhor descritas a seguir.

A configuração mais básica desse circuito pode ser construída a partir de três amplifi-cadores operacionais (ou AmpOps) , sendo dois configurados como não-inversores e um terceiro como amplificador diferencial (Thakor 1999) como pode ser observado na Figura 2.8. É de fácil implementação, possui uma alta impedância de entrada e um ganho de banda passante (AM) que depende de uma razão entre resistores de realimentação.

Figura 2.8: INA formado por três amplificadores (imagem adaptada). Fonte: Webster & Eren (2014).

Para possuir um alto CMRR, a configuração deve apresentar nas entradas uma alta im-pedância e resistores casados. Em tecnologia CMOS (do inglês Complementary Metal-Oxide-Semiconductor, ou metal-óxido-semicondutor complementar) não é tão simples realizar o casamento entre resistores, uma vez que para tal é necessário fazer uso de la-sers, que encarece o processo de fabricação do chip. Além do problema relacionado ao

18 CAPÍTULO 2. REFERENCIAL TEÓRICO

casamento de resistores, essa arquitetura possui um alto consumo, níveis consideráveis de ruído e problemas com saturação do sistema. Como fazem uso de muitos resistores ocupam uma área de chip maior e necessita de circuitos adicionais para eliminar as ten-sões de offset/DC presentes no sistema e sinal coletado. Sendo assim, pode-se concluir que esse tipo de arquitetura não é muito indicada para aplicações que exijam um baixo consumo e baixo ruído (Pancotto et al. 2016) (Yazicioglu et al. 2008) (Dal Fabbro 2002) (Coulon 2012) (Van Helleputte et al. 2015) (Ha et al. 2014) (Prior et al. 2008).

Como soluções aos problemas apresentados pela topologia que utiliza resistores in-tegrados, pode-se aplicar duas arquiteturas o INA baseado em capacitores chaveados (SCIA, do inglês Switched-Capacitor Instrumentation Amplifier) e o INA baseado em capacitores, ambas podem ser visualizadas na Figura 2.9. Sendo que o primeiro consiste, basicamente, em substituir os resistores pode capacitores chaveados, eliminando assim problemas com ruídos (Yazicioglu et al. 2008) (Coulon 2012) (Pancotto et al. 2016), já o segundo, substitui as resistências físicas por capacitores em paralelo com pseudo-resistores, o que resulta num menor consumo e maior rejeição do nível DC (Pini & McCarthy 2010) (Fay et al. 2009).

(a) (b)

Figura 2.9: (a) SCIA e (b) INA baseado em capacitores (imagem adaptada). Fonte: Coulon (2012) e Pini & McCarthy (2010).

Outra arquitetura presente na literatura é o amplificador de instrumentação CBIA, esse sistema pode ser observado na Figura 2.10.

O CBIA consiste de forma geral em um amplificador cujo ganho é definido pela rela-ção de apenas dois resistores, diferente da configurarela-ção anterior que possuía um arranjo maior de resistores para o ganho. Isso faz com que reduza a necessidade de resistores casados para se obter um alto CMRR. Existem inúmeras arquiteturas internas para se re-alizar a transferência de corrente como podem ser observadas em Dal Fabbro (2002) e Van Helleputte et al. (2015), por exemplo.

2.5. ARQUITETURAS DE AMPLIFICADORES DE INSTRUMENTAÇÃO 19

Figura 2.10: Amplificador de Instrumentação CBIA. Fonte: Dal Fabbro (2002).

Essa arquitetura é indicada para implementações de baixo consumo e baixo ruído e se apresenta como uma boa alternativa para se obter um alto CMRR. Diferente da arquitetura com três amplificadores, o CBIA não necessita de um alto consumo no estágio de saída para reduzir ruídos. Essa arquitetura pode ser utilizado em conjunto com outras técnicas como a modulação chopper para reduzir os ruídos existentes nos sistema de aquisição de biopotencial (Van Helleputte et al. 2015) (Yazicioglu et al. 2008).

Por último, a arquitetura que se apresenta como a mais indicada para aplicações de baixo consumo e baixo ruído é a do amplificador de instrumentação com acoplamento AC que pode ser verificada na Figura 2.11.

g

-v

v

C

C

R

C

C

_R

C

V

Figura 2.11: INA com acoplamento AC (imagem adaptada). Fonte: Harrison & Charles (2003).

Esta configuração faz uso de capacitores de acoplamento na entrada do circuito, o que ocasiona numa eliminação de tensões DC na entrada, ou seja, esse tipo de configuração

20 CAPÍTULO 2. REFERENCIAL TEÓRICO

elimina ruídos do tipo DC/offset, e ainda, eleva a impedância de entrada do sistema. O ganho de banda média do sistema é dado pela razão entre C1 e C2 (Harrison & Charles

2003). C1 pode ser reduzido para que não provoque uma atenuação do sinal proveniente

do eletrodo (Harrison 2008).

A frequência de corte inferior é dada pela relação RC2. Por se tratar de biopotenciais, essa frequência de corte tende a ser muito pequena, o que para um sistema integrado, culmina por exigir que a relação RC2seja muito alta. Em circuitos integrados, o ideal é que os tamanhos das capacitâncias sejam pequenas, isso faz com que em contrapartida, os valores das resistências sejam muito elevados para essa relação, chegando a atingir as faixas de GΩ e TΩ (Harrison & Charles 2003). Sabe-se que resistores são elementos extremamente ruidosos e que quanto maiores são seus valores mais ruídos injetam no sistema, para que o sistema seja factível em circuito integrado é necessário o uso de pseudo-resistores que serão detalhados na seção 2.6.

Outra característica dessa topologia é que apresenta um comportamento de baixo con-sumo, isso porque requer, para a sua implementação, um amplificador simples, que pode ser utilizado em aplicações de baixo consumo. Em Fay et al. (2009), Tseng et al. (2012) e Nemirovsky et al. (2001) se justifica o uso de dispositivos PMOS (Transistor de efeito de campo metal-óxido-semicondutor do tipo p) na entrada do sistema para redução do ruído flicker. Isso porque o ruído flicker pode ser menor em transistores PMOS que nos NMOS (Transistor de efeito de campo metal-óxido-semicondutor do tipo n). E ainda, indicam utilizar transistores de entrada relativamente grandes, uma vez que o ruído flicker é inversamente proporcional a área desses transistores.

Assim como na arquitetura anterior, existem alguns trabalhos que utilizam essa to-pologia em conjunto com técnicas de choppers e autozeros, para satisfazer os requisitos low noise(baixo ruído) (Van Helleputte et al. 2015) (Ha et al. 2014) (Tseng et al. 2012). São trabalhos que utilizam INA com acoplamento AC: Yu et al. (2008), Mollazadeh et al. (2009), Harrison (2008), Harrison (2007), Parente et al. (2018), Baishnab et al. (2017), Kim & Cha (2016), Li et al. (2013), Pratyusha et al. (2015), Granado et al. (2017), Pan-cotto et al. (2016) e Chang et al. (2017).

A tabela 2.2 sumariza as propriedades das três arquiteturas supracitadas.

A Figura 2.12 traz um comparativo entre as três arquiteturas de amplificadores de instrumentação mencionadas no capítulo: o amplificador formado por três AmpOps, com realimentação/balanceamento de corrente (CBIA) e amplificador com acoplamento AC. O comparativo leva em consideração o baixo ruído, baixo consumo, alta impedância de entrada, alto CMRR e alta faixa de rejeição a sinais de offset.

Na Tabela 2.3 podem ser observados um comparativo entre trabalhos com amplifica-dor do instrumentação do estado da arte, voltados para o tratamento de biosinais. São esses trabalhos supracitados: (Harrison & Charles 2003), (Wattanapanitch et al. 2007), (Mollazadeh et al. 2009), (Majidzadeh et al. 2011), (Tseng et al. 2012), (Zhang et al. 2012), (Ng & Xu 2016), (Zhang et al. 2018) e (Hsu et al. 2018).

O levantamento do estado da arte para amplificadores de instrumentação, evidenciou que a arquitetura mais mencionada em literatura é a do INA com acoplamento AC. Essa arquitetura foi mencionada pela primeira vez em Harrison (2002) e, em seu trabalho poste-rior Harrison & Charles (2003) e é repercutida até os dias de hoje em inúmeros trabalhos.

2.5. ARQUITETURAS DE AMPLIFICADORES DE INSTRUMENTAÇÃO 21

INA com três

amplificadores CBIA

INA com acoplamento AC

Baixo Consumo Não Sim Sim

Alta Impedância de Entrada Sim Sim Sim, capacitor de entrada CMRR independente do

casamento de passivos Usa resistores Sim Usa capacitores

CMRR Alto Alto Médio

Rejeição de nível DC Não Não Sim

Ganho de fácil manipulação Sim Sim Sim

Baixo Ruído Não Sim Sim

Fácil implementação

em Tecnologia CMOS Não Sim Sim

Tabela 2.2: Comparativo entre amplificadores de instrumentação.

IA ideal

Configuração com 3 amps CBIA baixo ruído alto CMRR baixo consumo alta faixa de rejeição de offset alta impedância de entrada

Figura 2.12: Comparativo entre amplificadores de instrumentação. Fonte: Autoria própria.

Um dos maiores problemas de se trabalhar com pequenos sinais, que são o caso dos biopotenciais, está no ruído, uma vez que este pode deteriorar o sinal a ser analisado. Os ruídos 1/f em transistores CMOS, limita a otimização do consumo deste e induz um des-casamento entre transistores, o que resulta numa piora de CMRR. Para reduzir os proble-mas com esses ruídos e com isso, reduzir o consumo do sistema e melhorar a qualidade do sinal adquirido, são utilizadas algumas técnicas. São elas as técnicas de autozero e

chop-pere ainda há a junção desses dois métodos, que são os chopper auto-zeroed amplifier.

Essas técnicas podem ser associadas aos amplificadores de intrumentação (Yazicioglu et al. 2008) (Witte et al. 2009).

22 CAPÍTULO 2. REFERENCIAL TEÓRICO Harrison e Charles, 2003 Wattanapanitch et al., 2007 Mollazadeh et al., 2009 Majidzadeh et al., 2011 Tseng et al., 2012 Zhang1 et al., 2012 Ng e Xu, 2016 Zhang et al., 2018 Hsu et al., 2018 Tecnologia 1,5 µm 0,5 µm 0,5 µm 0,18 µm 0,18 µm 0,13 µm 65 nm 0,35 µm 0,13 µm Tensão de Alimentação ± 2,5 V 2,8 V 3,3 V 1,8 V 0,4 V 1 V 1V 2 V 2 V Corrente de

Alimentação 16 µA 2,7 µA 8 µA 4,4 µA 0,226 µA 12,5 µA 160 nA 0,9 µA

Consumo 80 µW 7,56 µW 1,8 mW 7,92 µW 0,09 µW 12,5 µW 3,28 µW por canal 320 nW 1,8 µW Ganho (dB) 39,5 dB 40,85 dB 39,6 dB 39,4 dB 40 – 70 dB 40,5 dB 52,1 dB 39,8 dB 34,6 dB Largura de banda (Hz) 0,025 – 7,2 k 45 – 5,32 k 8,2 k 10 – 7.2 k 0,5 – 100 10 – 400 0,4 – 8,5 k 1 – 8,2 k 0,2 – 200 0,9 – 350 CMRR ≥ 83 dB2 _{66 dB > 76 dB}3 _{70,1 dB > 120 dB 60 dB} > 90 dB @100 Hz >80 dB @1 kHz > 65 dB 95 dB PSRR ≥ 85 dB2 _{75 dB > 70 dB}3 _{63,8 dB N/A ≥ 60 dB 78 dB @1 kHz > 70 dB 85 dB} Ruído referido à entrada 2,2 µVrms 3,06 µVrms 1,94 µVrms 3,5 µVrms 0,88 µVrms @100 Hz N/A 4,13 µVrms 2,05 µVrms 0,1 – 10 kHz 3,2 µVrms NEF 4,0 2,67 2,9 3,35 4.7 4,5 3,19 2,26 6,25

PEF N/A N/A N/A N/A N/A 20,3 10,2 10,2 N/A

THD (max. signal) (1 % ) 16,7 mVp−p (1 % @1,024 kHz) 7,3 mVp−p (1 % ) ≤ 10 mVp−p (1 % ) 5,7 mVp−p N/A (1,5 % ) @ 1 mVp−p (1 %) 0,7 mVp−p (< 1 % ) 15 mVp−p (0,06 % ) 5,5 mVp−p Área 0,16 mm2 0,16 mm2 3 mm x 3 mm 0,0625 mm2 0,28 mm2 0,047 mm2 0,042 mm 2 por canal 0,18 mm 2 _{0,16 mm}2

1_{Dados para BPA1: Malha fechada do Amplificador Telescopic-cascode.} 2_{10 Hz – 5 kHz.}

3_{1 Hz – 10 kHz.}

2.6. ARQUITETURAS DE PSEUDO-RESISTORES 23

2.6

Arquiteturas de Pseudo-resistores

O uso de resistências com valores altos a nível de circuito integrado (CI) acarreta em elevados níveis de ruído ao circuito, no aumento de área do mesmo, na necessidade de uma alta corrente e em um difícil casamento entre eles (Pini & McCarthy 2010). Uma so-lução para minimizar esses efeitos negativos é a utilização de transistores projetados para atingirem elevados valores de resistências, essa configuração é comumente chamada de pseudo-resistor. Esses dispositivos são assim chamados porque conseguem se comportar como um resistor real (Granado et al. 2017).

Sua utilização em amplificadores de instrumentação é evidente na arquitetura pro-posta por Harrison & Charles (2003), onde utiliza-se uma realimentação compro-posta por um pseudo-resistor e um capacitor. Essa relação é responsável pela frequência de corte baixa do sistema, ou seja, pela frequência de corte do filtro passa-alta. Como a aplicação desejada são bipotenciais, foi descrito no Capítulo 2 que estes possuem como caracterís-ticas as baixas tensões e frequências, e ainda, que essas frequências podem chegar a casa dos miliHertz (mHz). Ou seja, para que o amplificador opere nessa faixa de frequência, se faz necessário um produto RC muito alto, o que leva a duas condições: ou o capacitor deverá ter um valor de capacitância muito alto, o que é bem delicado se tratando de cir-cuitos integrados, ou a resistência deverá ser elevada, isso também leva a outro problema relacionado a ruídos e áreas de ocupação do chip. Para que o sistema se torne factível, faz-se o uso de pseudo-resistores, que conseguem atingir elevados valores de resistên-cias, ocupando pouca área de chip (Dutra & Pimenta 2013) (Neshatvar 2010)(Pratyusha et al. 2015).

Na literatura pode ser observada uma série de arquiteturas utilizadas para a implemen-tação do pseudo-resistor, cada uma apresentando vantagens e desvantagens em relação as demais. A seguir, será inicialmente repassada a ideia geral de como funciona esse dispo-sitivo e na sequência apresentadas algumas dessas arquiteturas.

A configuração mais simples consiste em um transistor PMOS (Figura 2.13), cujo corpo (body, B) está conectado a fonte (source, S) e a porta (gate, G) ao dreno (drain, D) (Benko et al. 2016) atuando como diodo PMOS (transistor em conexão diodo) para um

V_GS negativo e, como um diodo TJB (Transistor de Junção Bipolar) para um VGS positivo

(Harrison & Charles 2003) (Dutra 2012).

V

V

Figura 2.13: Pseudo-resistor simples MOS-bipolar (imagem adaptada). Fonte: Ha et al. (2014).

Na Figura 2.14 pode ser observada a variação nos valores de resistência em função da variação de tensão.

24 CAPÍTULO 2. REFERENCIAL TEÓRICO

Figura 2.14: Medição de resitência para Pseudo-resistor simples MOS-bipolar (imagem adaptada).

Fonte: Ha et al. (2014).

Inicialmente apresentado por Delbrück (Delbruck & Mead 1994). Esse tipo de confi-guração apresenta alta resistência para pequenos sinais e baixas resistências para grandes

sinais. Tem-se que para VGS muito próximos de zero, há uma descontinuidade na

resis-tência percebida (Dutra 2012).

As arquiteturas encontradas na literatura se subdividem em duas classificações: pseudo-resistor MOS conectado em diodo e o pseudo-pseudo-resistor MOS na região sub-limiar (Pancotto et al. 2016). Esse primeiro tipo de classificação segundo Kassiri et al. (2013), mantém o ponto de operação DC estável, porém apresenta duas desvantagens: a não-linearidade para grandes oscilações de tensão na saída e não podem ser ajustados, possuem tensões de gate e substrato variáveis (Pancotto 2017). O segundo, atua na região linear e necessita de um circuito extra para a polarização, possui como desvantagens: maior consumo de energia e a possibilidade de entrar em saturação (Pancotto 2017).

A Figura 2.15 apresenta três configurações de pseudo-resistores, são elas: (a) Pseudo-Resistor reconfigurável de gate flutuante (FGPR, do inglês reconfigurable floating-gate pseudo-resistor), (b) Transistor PMOS simples com gate balanceado e (c), Pseudo-Resistor com gate balanceada (GBPR, do inglês gate-balanced pseudoresistor) que consiste em dois Transistor PMOS simples com gate balanceado (Wang et al. 2015).

Na Figura 2.16 pode-se verificar duas arquiteturas (a) Pseudo-Resistor MOS-bipolar (MBPR, do inglês MOS-BJT pseudoresistor) ou como nomeado em Ha et al. (2014), ver-são simétrica com portas interiormente ligados e em (b), o Pseudo-Resistor Sintonizável balanceado (BTPR, do inglês balanced tunable pseudoresistor) (Wang et al. 2015).

2.6. ARQUITETURAS DE PSEUDO-RESISTORES 25

Figura 2.15: (a) FGPR, (b) Transistor PMOS simples com gate balanceado e (c) GBPR (imagem adaptada).

Fonte: Wang et al. (2015).

Figura 2.16: (a) MBPR e em (b) BTPR (imagem adaptada). Fonte: Wang et al. (2015).

Sistemas onde o VGS é variável podem ser notado na Figura 2.17, que apresenta três

arquiteturas com tensão de porta variável, (a) e (c) se diferenciam pelo tipo de transistor utilizado NMOS e PMOS, respectivamente. Já em (b), tem-se a junção dos gates a uma tensão de polarização, o que resulta num controle da resistência pela tensão no gate.

Figura 2.17: (a), (b) e (c) são pseudo-resistores com VGS variável (imagem adaptada). Fonte: Kassiri et al. (2013).

Configurações com VGSfixo podem ser observadas na Figura 2.18. Estas apresentam

uma melhor resposta em relação as oscilações de tensões na saída e melhor linearidade que as arquiteturas com VGS variável.