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ACOPLADOR E LINHA DE LÂMINA UNILATERAL E
BILATERAL COM SUBSTRATO FOTÔNICO
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Acoplador e Linha de Lâmina Unilateral e Bilateral com
Substrato Fotônico
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Natal – RN Julho – 2006
Acoplador e Linha de Lâmina Unilateral e Bilateral com
Substrato Fotônico
Davi Bibiano Brito
Dissertação de Mestrado aprovada em 6 de julho de 2006 pela banca examinadora composta pelos seguintes membros:
Orientador e presidente: Prof. Dr. Humberto César Chaves Fernandes...UFRN
Membro externo da banca: Prof. Dr. Paulo Henrique da Fonseca Silva...CEFET-PB
Membro local da banca: Prof. Dr. Sandro Gonçalves da Silva...UFRN
Aos meus pais, Dacio e Roberta; A minha irmã, Taísa
AGRADECIMENTOS
A Deus por ter me ajudado e dado força durante a realização dessa etapa da
minha vida.
A minha família pelo amor e carinho que sempre me dedicaram.
Aos amigos que me ajudaram ao longo da realização da dissertação.
Ao professor Dr. Humberto César Chaves Fernandes por ter me acolhido no seu
grupo de pesquisa, pela orientação, disponibilidade e paciência em ajudar.
Aos professores da UFRN que de forma direta ou indireta contribuíram para essa
etapa da minha formação acadêmica.
Aos colegas da pós-graduação pelo companheirismo e amizade prestados no
RESUMO
O presente trabalho tem como objetivo caracterizar e utilizar os parâmetros de
estruturas planares construídas com linhas de lâminas visando a sua utilização em
circuitos, com materiais fotônicos do tipo PBG – Photonic Band Gap como substrato, operando nas faixas de ondas milimétricas e ópticas.
A teoria PBG será aplicada para a obtenção da permissividade relativa para as
polarizações sep dos substratos compostos de material fotônicoPBG.
Os parâmetros considerados na caracterização das estruturas são a constante de
propagação complexa e a impedância característica, de linhas de lâmina unilaterais e
bilaterais, que foram obtidos através da utilização do método da Linha de Transmissão
Transversa – LTT com o auxílio do Método dos Momentos.
Nesse trabalho foi realizado ainda, um estudo do funcionamento do acoplador
com linha de lâmina unilateral assimétrica com substrato fotônico. Esta pesquisa abre
perspectivas para novos trabalhos nesta moderna área.
A análise teórica computacional desse trabalho se mostrou precisa, com
comparações de outros trabalhos, podendo ser empregada em outros dispositivos que
utilizem a linha de lâmina como estrutura básica, e materiais ópticos.
Resultados numérico-computacionais em forma de gráfico em duas e três
dimensões para todas as análises realizadas são apresentados, para as estruturas
propostas que tem como substratos materiais fotônicos.
São apresentadas conclusões e sugestões para a continuidade deste trabalho.
Palavras-chave: Linhas de Lâmina, Photonic Band Gap, Método da Linha de
ABSTRACT
The aim of this work is to characterize and use the characteristic parameters of
the planar structures constructed with fin lines looking for their applications in devices,
using PBG – Photonic Band Gap photonic materials as substrate, operating in the millimeter and optic wave bands.
The PBG theory will be applied for the relative permittivity attainment for the
PBG photonic substrate s and p polarizations.
The parameters considered in the structures characterization are the complex
propagation constant and the characteristic impedance of unilateral and bilateral fin
lines that were obtained by the use of the TTL – Transverse Transmission Line Method,
together with the Method of the Moments.
The final part of this work comprises studies related to the behavior of the
asymmetric unilateral fin line coupler with photonic substrate. This research opens
perspectives for new works in this modern area.
Numerical results are shown by means of bi-dimensional and three-dimensional
graphics.
Conclusions and suggestions for future works are also presented.
Keywords: Fin Lines, Photonic Band Gap, Transverse Transmission Line
SUMÁRIO
CAPÍTULO 1 – INTRODUÇÃO... 13
CAPÍTULO 2 – ESTRUTUTA PBG... ... 17
2.1 INTRODUÇÃO ... 18
2.2 TEORIA... 21
2.2.1 ESTRUTURA PBG BIDIMENSIONAL... 24
2.2.2 CARACTERIZAÇÃO DA BANDA PROIBIDA... 25
2.2.3 DETERMINAÇÃO DA CONSTANTE DIELÉTRICA EFETIVA DE UMA ESTRUTURA PBG 2D ... 26
2.3 CONCLUSÕES ... 28
CAPÍTULO 3 – CÁLCULO DA CONSTNTENTE DE PROPAGAÇÃO COMPLEXA EM LINHAS DE LÂMINA BILATERAIS SIMÉTRICAS COM SUSBTRATO PBG 2D ... 29
3.1 INTRODUÇÃO ... 30
3.2 DETERMINAÇÃO DAS COMPONENTES DE CAMPO ELÉTRICO... ... ...31
3.3 CÁLCULO DAS CONSTANTES DE FASE E ATENUAÇÃO... ... ...40
3.4 RESULTADOS... ... ...42
3.5 CONCLUSÕES... ... ...54
CAPÍTULO 4 – CÁLCULO DA IMPEDÂNCIA CARACETRÍSTICA EM LINHAS DE LÂMINA BILATERAIS SIMÉTRICAS COM SUSBTRATO PBG 2D ... 55
4.1 INTRODUÇÃO ... 56
4.2 DETERMINAÇÃO DA IMPEDÂNCIA CARACTERISTICA ... 56
4.3 RESULTADOS ... 59
4.5 CONCLUSÔES ... 64
CAPÍTULO 5 - CÁLCULO DA CONSTANTE DE PROPAGAÇÃO COMPLEXA EM LINHAS DE LÂMINA UNIILATERAIS ASSIMÉTRICAS COM SUSBTRATO PBG 2D ... 65
5.1 INTRODUÇÃO ... 66
5.2 DETERMINAÇÃO DO CAMPO ELETROMANÉTICO ... 66
5.3 CÁLCULO DAS CONSTANTES DE ATENUCAÇÃO E FASE... 73
5.4 RESULTADOS ... 76
5.5 CONCLUSÕES ... 87
CAPÍTULO 6 – CÁLCULO DA IMPEDÂNCIA CARACTERÍSTICA EM LINHAS DE LÂMINA UNILATERAIS ASSIMÉTRICAS COM SUSBTRATO PBG 2D... 89
6.1 INTRODUÇÃO ... 90
6.2 DETERMINAÇÃO DA IMPEDÂNCIA CARACTERÍSTICA... 90
6.3 RESULTADOS ... 94
6.4 CONCLUSÃO ... 99
CAPÍTULO 7 –ACOPLADOR COM LINHA DE LÂMINA UNILATERAL ASSIMÉTRICA COM SUBSTRATO PBG 2D... 100
7.1 INTRODUÇÃO ... 101
7.2 TEORIA... 102
7.3 OBTENÇÃO DAS COMPONENTES DO CAMPO ELETROMAGNÉTICO ... 103
7.4 CÁLCULO DA CONSTANTE DE PROPAGAÇÃO... 112
7.5 RESULTADOS ... 114
7.6 CONCLUSÕES ... 122
CAPÍTULO 8 - CONCLUSÕES... 123
SÍMBOLOS UTILIZADOS
n
α Variável espectral na direção x
k
β Variável espectral na direção z
i
γ Constante de propagação na direção y
γ Constante de propagação complexa em z, γ =α + jβ i
k Número de onda da enésima região dielétrica i
ε Permissividade elétrica do material na enésima região ∗
ri
ε Permissividade elétrica relativa do material com perdas na enésima região
0
ε Permissividade no espaço livre
eff
ε Permissividade elétrica efetiva
ω Freqüência angular complexa c Velocidade de luz no vácuo
σ Condutividade
0
μ Permeabilidade no espaço livre
EG Vetor Campo elétrico HG Vetor Campo magnético
Y Matriz admitância
K Matriz característica JG Vetor densidade de corrente
s, p Polarizações das ondas no material fotônico
A Comprimento da fita metálica w Largura da fita metálica
xˆ Vetor direção x yˆ Vetor direção y zˆ Vetor direção z
j Numero imaginário unitário, j = (-1)1/2 f Função de base
F Freqüência
T
EK Vetor campo elétrico tangencial T
LISTA DE FIGURAS
Figura 1.1. Seções transversais de estruturas de linhas de lâmina: (a) unilateral, (b)
bilateral e (c) antipodal...14
Figura 2.1. (a) Borboleta com estrutura fotônica nas asas, (b) estrutura fotônica ampliada...18
Figura 2.2. Estruturas PBG, representações reais e recíprocas: (a) unidimensional, (b) bidimensional e c) tridimensional...19
Figura 2.3. Cristal finito com simetria hexagonal...20
Figura 2.4. Estrutura PBG...24
Figura 2.5. Cristal PBG bidimensional homogeneizado...27
Figura 3.1. Seção transversal de uma linha de lâmina bilateral simétrica com substrato PBG (a) corte transversal , (b) vista em três dimensões...30
Figura 3.2. Estrutura equivalente para análise de linha de lâmina bilateral simétrica com substrato PBG...30
Figura 3.3. Gráfico de comprovação da atenuação em função da freqüência para uma Linha de Lâmina Bilateral simétrica...45
Figura 3.4. Constante de atenuação versus freqüência de uma linha de lâmina bilateral simétrica para a condutividade σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num guia WR-28...46
Figura 3.5. Constante dielétrica efetiva versus freqüência de uma linha de lâmina bilateral simétrica para a condutividade σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num guia WR-28...46
Figura 3.6. Constante de atenuação versus a freqüência e a constante dielétrica relativa da região 2 (a) εr2 = 8.7209 (polarização p) εr2 = 10.233 (polarização s), de uma linha de lâmina bilateral simétrica para a largura entre as lâminas W1 = W2 = 0.15 mm e condutividade σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num guia WR-28...48
Figura 3.7. Constante de atenuação versus freqüência de uma linha de lâmina bilateral simétrica para a condutividade σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num guia WR-8...49
Figura 3.8. Constante dielétrica efetiva versus freqüência de uma linha de lâmina bilateral simétrica para a condutividade σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num guia WR-8...50
Figura 3.9. Constante de atenuação versus freqüência de uma linha de lâmina bilateral simétrica para a condutividade σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num guia WR-3...51
Figura 3.10. Constante dielétrica efetiva versus freqüência de uma linha de lâmina bilateral simétrica para a condutividade σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num guia WR-3...52
Figura 3.11. Constante de atenuação versus freqüência de uma linha de lâmina bilateral simétrica para a condutividade σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num guia WR-1...53
Figura 3.12. Constante dielétrica efetiva versus largura entre as lâminas de uma linha de lâmina bilateral simétrica para a condutividade σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num guia WR-1...53
Figura 4.1. Impedância característica versus freqüência de uma linha de lâmina bilateral simétrica para a condutividade σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num guia WR-28...60
Figura 4.2. Impedância característica versus freqüência e constante dielétrica relativa da região 2 (a) εr2 = 8.7209 (polarização p) εr2 = 10.233 (polarização s), de uma linha de lâmina bilateral simétrica para a largura entre as lâminas W1 = W2 = 0.20 mm e condutividade σ2 = 1.0(Ω.m)-1 num guia WR-28...61
Figura 4.3. Impedância característica versus freqüência de uma linha de lâmina bilateral simétrica para a condutividade σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num guia WR-8...62
Figura 4.5. Impedância característica versus freqüência de uma linha de lâmina bilateral simétrica para a condutividade σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num guia WR-1...64
Figura 5.1. Linha de lâmina unilateral arbitrária com substrato PBG na região 2 e ar na outras regiões (a) corte transversal , (b) vista em três dimensões...66
Figura 5.2. Gráfico de comprovação da atenuação em função da freqüência para uma linha de lâmina unilateral assimétrica...78
Figura 5.3. Constante de atenuação versus freqüência de uma linha de lâmina unilateral assimétrica para a condutividade σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num guia WR-28...79
Figura 5.4. Constante dielétrica efetiva versus freqüência de uma linha de lâmina
bilateral simétrica para a condutividade σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num guia WR-28...80
Figura 5.5. Constante dielétrica efetiva versus freqüência de uma linha de lâmina unilateral assimétrica para a condutividade σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num guia WR-28 com
curvas comparativas do método LTT com o método FDTD...81
Figura 5.6. Constante de atenuação α em função da freqüência e da constante dielétrica relativa da região 2 (a) εr2 = 8.7209 (polarização p) εr2 = 10.233 (polarização s), de
uma linha de lâmina unilateral assimétrica para a largura entre as lâminas W1 = W2 = 0.15 mm e condutividade σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num guia WR-28...82
Figura 5.7. Constante de atenuação versus freqüência de uma linha de lâmina unilateral assimétrica para a condutividade da região 2 σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num guia WR-8 num
substrato PBG 2D...83
Figura 5.8. Constante dielétrica efetiva em função da freqüência de uma linha de lâmina unilateral assimétrica para a condutividade σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num guia WR-8...84
Figura 5.9. Constante de atenuação versus freqüência de uma linha de lâmina unilateral assimétrica para a condutividade σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num guia WR-3...85
Figura 5.10 Constante dielétrica efetiva em função da freqüência de uma linha de lâmina unilateral assimétrica para a condutividade σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num guia WR-3...85
Figura 5.11. Constante de atenuação α em função da largura entre as lâminas de uma linha de lâmina unilateral assimétrica para a condutividade σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num
guia WR-1...86
Figura 5.12. Constante dielétrica efetiva em função da largura entre as lâminas de uma linha de lâmina unilateral assimétrica para a condutividade σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num
guia WR-1...87
Figura 6.1. Impedância característica versus freqüência de uma linha de lâmina
unilateral assimétrica para a condutividade σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num guia WR-28...95
Figura 6.2. Impedância característica em função da freqüência e da constante dielétrica relativa da região 2 (a) εr2 = 8.7209 (polarização p) εr2 = 10.233 (polarização s), de
uma linha de lâmina unilateral assimétrica para a largura entre as lâminas W1 = 0.20 mm e condutividade σ2 = 1.0(Ω.m)-1 num guia WR-28...96
Figura 6.3. Impedância característica em função freqüência de uma linha de lâmina unilateral assimétrica para a condutividade σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num guia WR-8...97
Figura 6.4. Impedância característica versus freqüência de uma linha de lâmina
unilateral assimétrica para a condutividade σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num guia WR-3...98
Figura 6.5. Impedância característica versus freqüência de uma linha de lâmina
unilateral assimétrica para a condutividade σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num guia WR-1...99
Figura 7.1 (a) Vista interna superior do acoplador de linha de lâmina; (b) seção transversal de uma linha de lâmina unilateral com fendas acopladas e condutores finos...101
Figura 7.3. Constante de atenuação versus freqüência de uma linha de lâmina unilateral assimétrica, com duas fendas acopladas, para a condutividade σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num
guia WR-28, sendo 7.3a para o modo par e 7.3b para o modo impar...115
Figura 7.4. Constante de atenuação versus freqüência de uma linha de lâmina unilateral assimétrica, com duas fendas acopladas, para a condutividade σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num
guia WR-28, sendo 7.4a para o modo par e 7.4b para o modo impar...117
Figura 7.5. Acoplamento na porta 3 versus freqüência de uma linha de lâmina unilateral assimétrica, com duas fendas acopladas, para a condutividade σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num
guia WR-28...118
Figura 7.6. Acoplamento em função da freqüência e da permissividade relativa da região 2 de uma linha de lâmina unilateral assimétrica, com duas fendas acopladas, para a condutividade σ2 = 1,0(Ω.m)-1 num guia WR-28, sendo 7.6a para a polarização p e
7.6b para a polarização s...119
Figura 7.7. Acoplamento na porta 3 versus freqüência de uma linha de lâmina unilateral assimétrica, com duas fendas acopladas, para a condutividade σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num
guia WR-8...120
Figura 7.8. Acoplamento na porta 3 em função da freqüência de uma linha de lâmina unilateral assimétrica, com duas fendas acopladas, para a condutividade σ2 = 1,0
(Ω.m)-1 num guia WR-3...121
Figura 7.9. Acoplamento na porta 3 versus freqüência de uma linha de lâmina unilateral assimétrica, com duas fendas acopladas, para a condutividade σ2 = 1,0 (Ω.m)-1 num
CAPÍTULO 1
A demanda crescente por dispositivos de telecomunicações que transmitem
grande quantidade de informação em alta velocidade exige o desenvolvimento de novos
circuitos integrados. Os cristais fotônicos são novos materiais compostos que
possibilitam novos mecanismos de controlar e propagar ondas eletromagnéticas [1].
As linhas de lâmina foram introduzidas como alternativa viável de transmissão
de ondas milimétricas em meados da década de 70. Desde então, significantes avanços
têm ocorrido tanto com as técnicas de trabalho com linhas de lâmina, bem como com a
tecnologia de componentes.
As linhas de lâmina são estruturas que consistem de linhas de condutores com
fendas nas interfaces com substrato dielétrico [2]. Na Fig. 1.1 são apresentadas algumas
configurações de linhas de lâmina utilizadas como linhas de transmissão.
Fig. 1.1 – Seções transversais de estruturas de linhas de lâmina: (a) unilateral, (b) bilateral e (c) antipodal.
O substrato tem papel importante no desempenho da estrutura. Um dos principais
efeitos da presença do substrato é o aumento da banda passante. Outra característica das
linhas de lâmina, é o material que compõe o substrato da linha. Podem ser utilizados
materiais dielétricos com e sem perdas, semicondutores e ferritas [2].
Nesta dissertação o cristal fotônico PBG – Photonic Band Gap – formado por matérias semicondutores, é utilizado como substrato dielétrico para linhas de lâmina
unilaterais, bilaterais e acopladores unilaterais.
As aplicações das linhas de lâmina são inúmeras. Podemos citar algumas, tais
como: acopladores direcionais, atenuadores, misturadores, chaves, filtros, divisores de
Diversos métodos de análise têm sido relatados na literatura, obtendo-se
resultados aproximados e rigorosos na determinação dos parâmetros de estruturas de
linha de lâmina, dentre estes métodos podem-se citar o Método dos Potenciais Vetoriais
de Hertz, o Método da Linha de Transmissão Equivalente [3], o Método da Equação
Integral [2], o Método de Cohn [2], a Análise no Domínio Espectral [1], o Método da
Linha de Transmissão Equivalente [2] entre outros. Entretanto, os métodos mais
recomendados para o estudo de estruturas em microfita são os de análise rigorosa, pois
estes produzem resultados mais exatos e eficazes quando comparados com os resultados
obtidos através de métodos aproximados.
O método utilizado na análise das estruturas em estudo é o Método da Linha de
Transmissão Transversa – LTT [3-5], que é um método de análise rigorosa no domínio
espectral. Este método consiste em se obter as componentes dos campos elétrico e
magnético em função das componentes transversais
y
E~ e H~y no domínio da transformada de Fourier – DTF [6]. Com a aplicação das condições de contorno
adequadas a cada estrutura, as componentes dos campos elétrico e magnético são
determinadas.
Serão apresentadas as equações que foram desenvolvidas na teoria da
Homogeneização [9] para substratos compostos de material PBG onde, com estas
expressões, será calculada a permissividade efetiva para as polarizações s e p das ondas
incidentes no dielétrico.
Neste trabalho, serão desenvolvidas as análises teóricas e
numérico-computacionais de estruturas de linhas de lâmina através do Método da Linha de
Transmissão Transversa [3-5]. Este método já foi utilizado em vários outros trabalhos e,
em comparação com outros métodos dinâmicos, também chamados de métodos de
análise com onda completa, mostrou-se como uma ferramenta de alta eficiência,
possibilitando-nos uma simplificação algébrica das equações envolvidas nesse processo.
No capítulo 2 será apresentada a teoria geral sobre os cristais fotônicos PBG,
com a caracterização da banda proibida, o comportamento de ondas eletromagnéticas
nesses cristais e a teoria que possibilita a determinação da permissividade relativa do
material fotônico.
No capítulo 3, é apresentada a análise da constante de atenuação e da constante
dielétrica efetiva para linhas de lâmina bilaterais simétricas com substrato PBG 2D.
campo são obtidas, usando-se as condições de contorno na interface dielétrica e nas
lâminas, chega-se a uma equação matricial não homogênea. Aplica-se então o Método
de Galerkin, caso particular do Método dos Momentos [26], cujo resultado é uma
equação matricial homogênea. A solução não trivial gera a equação característica que
possui como raízes, as constantes de atenuação e fase. Resultados
numérico-computacionais são apresentados para a constante dielétrica efetiva e para a constante
de atenuação.
No capítulo 4, é apresentada a análise da impedância característica de linhas de
lâmina bilaterais simétricas com substrato PBG 2D para o modo dominante. Para isto
são utilizados os conceitos de potência e tensão na fenda. Com a constante de
propagação determinada no capítulo 3, os campos elétricos e magnéticos são utilizados
na determinação da impedância característica, cujos resultados teórico-computacionais
são apresentados.
No capítulo 5, é feito o estudo de linha de lâmina unilateral assimétrica com
substrato PBG 2D com a determinação da constante de atenuação e constante dielétrica
efetiva para o modo dominante. Esta análise assemelha-se ao caso bilateral
desenvolvido no capítulo 3, porém com uma maior complexidade algébrica decorrente
da assimetria da estrutura. Também são apresentados resultados numéricos para as
constantes de atenuação e constante dielétrica efetiva.
No capitulo 6, é analisada a impedância característica de linhas de lâmina
unilaterais assimétricas com substrato PBG 2D. Aqui também são utilizados os
conceitos de potência e voltagem nas fendas. Novamente, a constante de propagação
calculada no capítulo 5 é utilizada no cálculo da impedância característica através da
determinação dos campos. Os resultados numéricos da impedância característica são
apresentados no final do capítulo.
No capítulo 7, é apresentada a aplicação da linha de lâmina que é o acoplador
com linha de lâmina unilateral assimétrica com substrato fotônico. Esta análise é similar
à apresentada para as linhas de lâmina unilateral desenvolvidas no capítulo 5, com a
diferença de que neste caso serão duas fendas acopladas. Os resultados obtidos para essa
aplicação e a conclusão do estudo, também estão presentes.
No capítulo 8, são apresentadas as conclusões a que se chegou e as sugestões
CAPÍTULO 2
2.1 Introdução
Muitos animais apresentam microestruturas complexas, e algumas dessas
estruturas são fotônicas, como por exemplo o azul brilhante de algumas borboletas de
regiões tropicais, que é o resultado da luz refratada de arranjos periódicos compostos de
buracos encontrados nas asas das borboletas. Esse brilho colorido que se assemelha ao
das pedras preciosas acontece devido a uma suave banda fotônica proibida ou PBG, já
que a luz ainda se propaga em algumas direções. Esse PBG natural é causado pela
junção de esferas de sílica espalhadas por uma extensão de uma fração de milímetro nas
asas das borboletas. Inicialmente essa característica foi chamada de “super opal” ou
super opala [7], a Fig. 2.1 mostra esta estrutura PBG natural em uma borboleta azul.
Fonte: www.sciencebase.com/mar03_iss.html
Fig.2.1 – (a) Borboleta com estrutura fotônica nas asas, (b) estrutura fotônica ampliada.
O PBG é uma estrutura dielétrica periódica que pode exibir uma banda proibida
de freqüências (band gap) na sua relação de dispersão eletromagnética w versus k, na
qual o sinal será bloqueado. Inúmeros estudos relacionados a cristais fotônicos foram
desenvolvidos durante as décadas de 1970 e 1980 até que a primeira realização de uma
band gap em uma estrutura tridimensional de um cristal fotônico foi feita em 1989 [8].
O avanço de novas tecnologias em fotônica está intimamente ligado ao
desenvolvimento e aprimoramento de materiais ópticos que permitem novos caminhos
como uma nova classe de materiais que são caracterizados por uma modulação
periódica espacial do índice de refração.
Esses materiais se assemelham à estrutura periódica dos semicondutores
comuns, por apresentarem uma lacuna na estrutura energética para a passagem de fótons
(em vez de elétrons no caso dos semicondutores). Este gap fotônico vem aproximadamente de um arranjo periódico de cilindros imersos no ar, com diâmetros e
espaçamento entre os cilindros de menos que um comprimento de onda [10-13], a Fig.
2.2 mostra estruturas PBG e suas respectivas representações circulares.
Fig. 2.2 – Estruturas PBG, representações reais e recíprocas: (a) unidimensional, (b) bidimensional e c) tridimensional.
Quanto às dimensões da periodicidade nos cristais, podemos classificar as
estruturas PBG em unidimensionais, bidimensionais e tridimensionais. As estruturas
com periodicidade unidimensional proporcionam gaps em uma determinada direção de propagação do sinal eletromagnético. Nas estruturas com periodicidade bidimensional, a
onda eletromagnética incidente será refletida em qualquer direção do plano E
bidimensional. Já na estrutura com periodicidade tridimensional, a onda eletromagnética
cuja freqüência estiver dentro da banda proibida é bloqueada em qualquer ângulo de
incidência.
Sistemas periódicos com cilindros que se intercalam ao material dielétrico
podem, em determinadas freqüências, provocar a retenção do sinal eletromagnético na
estrutura, caracterizando assim a Banda Proibida [10]. A estrutura PBG utilizada neste
estudo é de periodicidade bidimensional, ou seja, o material dielétrico é intercalado por
cilindros que se distribuem na estrutura segundo os eixos x e y. A largura do band gap depende de fatores como nível de desordem do sistema, fator de preenchimento e
relação entre as constantes dielétricas entre os dois meios.
Para ondas eletromagnéticas que se propagam no plano xy, as ondas apresentam
campo E paralelo ao eixo z possuem polarizações se as que tem campo E perpendicular
ao eixo z a polarizações p.
O cristal descrito na Fig. 2.3 é iluminado por vários ângulos de polarização δ0 e por uma onda plana incidente à normal 0
0 =90
θ . O caso da polarização s é definido
pelos parâmetros 0
0 = 90
θ e 0 0 = 90
δ . Da mesma forma, para a polarização p
0 0 =90
θ e 0 0 =0
δ . Isto corresponde ao caso no qual a única componente não zero do
campo elétrico para a polarização sé E~z e do campo magnético para a polarização p é
z
H~ [9].
Fig. 2.3. Cristal finito com simetria hexagonal.
Como os cristais fotônicos não são encontrados na natureza, estruturas PBG
podem ser obtidas a partir da construção de uma estrutura com padrões repetitivos, ou
seja, uma estrutura que é repetida continuamente em intervalos regulares. Esta estrutura
é construída de um material dielétrico, um tipo de material que é ou isolante, ou capaz
de manter uma determinada carga elétrica ao longo tempo com um mínimo de perda.
pelo substrato dielétrico em uma faixa específica de freqüências previamente
determinada, em outras palavras é formada uma banda proibida.
Os materiais e estruturas PBG’s são aplicados a vários dispositivos não só na
faixa óptica, mas também na faixa de microondas e ondas milimétricas onde estes
também são denominados EBG’s – Electromagnetic Band Gap, dentre estas aplicações podem ser citados filtros, antenas, acopladores, amplificadores entre outros. Algumas
das características que tornam esses cristais de grande valia para aplicações em
microondas, ondas milimétricas e ópticas, são o controle e mesmo a total supressão de
emissões espontâneas de fótons e elétrons de ondas de superfície. Dentre as várias
aplicações de cristais PBG em estruturas planares da literatura podemos citar:
Inibição da emissão espontânea – A supressão de certos modos eletromagnéticos faz
com que não haja modos disponíveis para a emissão de fótons, não ocorrendo portanto
emissão radioativa o que reduz drasticamente a corrente de limiar e portanto o ruído em
lasers semicondutores.
Guias de onda ópticos – Em circuitos integrados ópticos a fabricação de guias de
ondas de baixas perdas e com grandes curvaturas. Cristais PBG com baixas perdas agem
como espelhos perfeitos para faixas de freqüências proibidas.
Filtros – Baseado no princípio PBG pode-se projetar uma estrutura na qual, os sinais de
determinadas freqüências são impedidos de se propagar. Combinando-se vários destes
dispositivos, como em filtros passa faixa, rejeita faixa, passa alta ou passa baixa.
Substratos de antenas planares – Em antenas planares, o sinal é irradiado para o ar
mas também através do substrato. Substratos em material PBG podem ser usados para
otimizar a irradiação pelo ar, reduzindo assim a ocorrência de ondas superficiais e a
conseqüente difração de borda responsável pela degradação do diagrama de
irradiação[14] .
2.2 Teoria
Partindo do princípio que tanto fótons quanto elétrons se comportam como
semicondutores cristalinos como o silício, ondas de elétrons com certa energia ou
freqüência, espalham o arranjo regular de átomos e interferindo uns ao outros até que
eles se cancelem. Isso resulta numa faixa característica de energia proibida para os
elétrons chamada de banda proibida.
Bandas eletrônicas proibidas podem ser alteradas adicionando-se “defeitos” ao
cristal, tais como a adição de um átomo diferente. Desta maneira é possível manipular a
maneira como e para onde os elétrons se movem. De forma análoga essa teoria pode ser
aplicada aos cristais fotônicos, porém, neste caso fótons em vez de elétrons serão
manipulados.
As propriedades ópticas de materiais semicondutores, utilizados na fabricação de
cristais PBG, podem ser analisadas partindo das equações de Maxwell [10] para os
campos elétricos E e magnéticos H, assim como para suas respectivas induções
correspondentes D = εE e B = μH, temos que:
1
0 B E
c t
∂
∇× + =
∂
G G
(2.1)
1 D 4
H J
c t c
π
∂
∇× − =
∂
G
G G
(2.2)
4
D πρ
∇ ⋅ = (2.3)
0
B
∇ ⋅ = (2.4)
Para o desenvolvimento das equações é conveniente introduzir potenciais na
forma de um escalar φ e de um vetor A, assim:
1 A
E
c t φ
∂
= − − ∇
∂
G G
(2.5)
BG = ∇×AG (2.6)
Dessa forma pode-se ir ao encontro da primeira e da última equações de
Maxwell. Podemos ainda substituir estes potenciais por outros,
'
1
' x
c t φ φ= − ∂
∂ (2.8)
sem que os campos físicos E e B sejam alterados. Para muitos casos a chamada medida
de Lorentz é conveniente, neste caso temos,
1
' 0
A c t
φ
∂
∇ ⋅ + =
∂ (2.9)
As equações de Maxwell podem ser reescritas da seguinte forma:
2 2
2 2
1 A 4
A J
c t c
π
∂
∇ − =
∂
G
(2.10)
2 2
2 2
1
4 c t
φ
φ ∂ πρ
∇ − = −
∂ (2.11)
Quando J=0 assume-se que ∇ ⋅A'=0, 'φ =0, assim é obtida a seguinte solução,
( )
, 0{
exp(
)
. .}
A r t =A ⎡⎣i kr−ωt ⎤⎦+c c (2.12)
com os campos definidos como,
(
)
0(
)
2 / sen
-EG = − ω x A kr ωt (2.13)
(
)
0
2 sen
BG = − ×k A kr−ωt (2.14)
O vetor de Poynting (fluxo de potência) é
(
)
2
2 2 0
1 ˆ
sen 4
c ck
S E H k A kr ωt
π ⎡ ⎤ π εμ
= ⎣ × ⎦= −
G G G
(2.15)
2 2 0 2
ˆ 2 c
S k A
c εω π μ εμ
= (2.16)
Como c=1/ εμ é a velocidade da luz, e k =ω εμ é o vetor de onda da luz. A densidade de energia é,
2 2 0 2
2 S
W A
c c
εμ εω
π μ
≡ = (2.17)
Isto pode ser expresso em termos de Nω, fótons em um volume V de acordo com
a seguinte relação:
N W
V
ω ω
≡ = (2.18)
Deste modo, a relação entre a amplitude da onda e a densidade dos fótons é dada
por:
2 2
0
2 c N
A
V ω π μ
εω
= = (2.19)
2.2.1 Estrutura PBG Bidimensional
As estruturas PBG 2D são dielétricos perfurados periodicamente, de forma tal
que seja possível confinar o sinal previamente projetado de acordo com a periodicidade
dos orifícios. A geometria desses cristais fotônicos é mostrada na Fig. 2.4.
Um dos processos de fabricação do PBG 2D consiste em se criar uma matriz de
cristais fotônicos artificiais que podem ser construídos com precisão de escala
nanométrica a partir de um bombardeamento com raios-X. Inicialmente é preparada
uma máscara de ouro com perfurações e espaçamentos entre as essas, de forma que as
dimensões desta estrutura sejam determinadas para a fabricação de um cristal PBG em
uma faixa de freqüência específica, assim por baixo desta estrutura é colocado um
material polímero que servira de base para a construção.
O processo de fabricação consiste em aplicar raios-X que irão passar através de
uma máscara de ouro com uma série de buracos, removendo porções do polímero
colado por baixo da máscara. A seguir, deposita-se vidro para preencher os buracos da
máscara de ouro até o interior do polímero perfurado e o restante deste é destruído com
calor. Deposita-se então o material semicondutor nas regiões vazias do vidro.
Finalmente, o vidro é removido com a utilização de produtos químicos apropriados,
deixando como resultado uma rede de cristais semicondutores puros.
A teoria de propagação em PBG’s é baseada no principio da localização, ou seja,
o sinal óptico ao ser introduzido no dielétrico é retido no mesmo, não se propagando.
Este fenômeno ocorre quando a periodicidade da estrutura, distância entre os elementos
dos cilindros de ar, for equivalente ao comprimento da onda eletromagnética em
questão [13].
A banda proibida da estrutura é determinada pela constante de rede, que é a
relação entre o raio dos orifícios e a distância entre os mesmos. Sistemas periódicos
dotados de cilindros intercalados ao material dielétrico, em determinadas freqüências,
podem provocar a retenção do sinal eletromagnético na estrutura. Assim é determinada
a banda fotônica proibida [9].
2.2.2 Caracterização da Banda Proibida
A estrutura PBG abordada nesta dissertação é dotada de uma periodicidade
bidimensional. A largura da banda proibida depende de fatores como nível de desordem
do sistema, fator de preenchimento, relação entre as constantes dielétricas dos meios
envolvidos no sistema e periodicidade do sistema.
Para ondas eletromagnéticas se propagando no plano x,y , as ondas polarizadas p
por duas equações de onda desacopladas. A equação para a onda com polarização p é
[9]:
0
22
=
+
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛ ∇
∇
H
c
H
ω
ε
(2.20)onde H = Hz; ε = εr é a constante dielétrica, ω é a freqüência, e c é a velocidade da luz
no vácuo. Já a equação para a polarização s é:
0
22
2
+
=
∇
E
c
E
ω
ε
(2.21)onde E = Ez. Deve-se salientar que a constante dielétrica em estruturas periódicas é
agora dependente da posição r no material. As estruturas PBG são analisadas a partir da
constante dielétrica e do fator de preenchimento, fator este que é dado por:
2
3
2
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
=
a
r
f
π
(2.22)onde r é o raio do cilindro de ar intercalando o dielétrico e a é a constante de rede.
2.2.3 Determinação da Constante Dielétrica Efetiva de uma Estrutura PBG 2D
Um dos problemas que surgem quando lidamos com materiais fotônicos é a
determinação da constante dielétrica efetiva, já que estes cristais são estruturas não
homogêneas e que submetem o sinal incidente ao processo de espalhamento múltiplo.
Uma solução para este impasse pode ser obtida através de um processo numérico
chamado de homogeneização [9].
Este princípio se norteia na teoria relacionada à difração de uma onda
eletromagnética plana incidente, imposta pela presença de cilindros de ar imersos em
um material homogêneo [9].
É escolhido neste caso um sistema cartesiano de eixos (O, x,y,z). Consideremos
plano xy. Seja uma onda plana monocromática de vetor de onda k0 [k0= ⎟k0⎟=2π/λ
dependente do tempo por ejωt] que ilumina o cilindro.
A partir desta consideração pode-se elaborar um modelo capaz de determinar a
constante dielétrica equivalente de um sistema não homogêneo. Por este processo a
estrutura bidimensional é fatiada em camadas cuja espessura é igual ao diâmetro do
cilindro, sendo realizado o processo de homogeneização em cada uma destas fatias.
Neste processo, os cilindros de permissividade ε1 imersos em um meio com
permissividade ε2 são substituídos por camadas cuja permissividade é igual a εq e que se
intercalam com camadas de permissividade ε2 formando assim uma estrutura
unidimensional. O procedimento consiste em dividir a estrutura em uma superposição
de camadas homogeneizadas, Fig. 2.5.
Fig. 2.5 – Cristal PBG bidimensional homogeneizado.
De acordo com a teoria da homogeneização a permissividade relativa depende da
polarização [9], e os valores das permissividades equivalentes para cada polarização são
Para a polarização s:
(
1 2)
2eq
ε =β ε ε− +ε (2.23)
Para a polarização p:
( )
⎭⎬⎫ ⎩⎨ ⎧
β + β − β +
β −
ε =
ε 10/3 14/3 2
1 1
eq A A O
3 1
1 1
(2.24)
1 2 1
1 2
2 / 1/
1/ 1/
A ε ε
ε ε
+ =
− (2.25)
(
1 2)
2
1 2
1/ 1/
4 / 3 1/
A α ε ε
ε ε
− =
+ (2.26)
onde é a relação da área dos cilindros sobre a da célula, ε1 e ε2 são as permissividades
mo meio 1 e no meio 2 respectivamente, α é uma constante igual a 0,523 e O representa o a origem do sistema considerado.
2.3 Conclusões
Neste capítulo foram analisadas estruturas com periodicidade bidimensional, nas
quais orifícios são perfurados em substratos semicondutores formando assim estruturas
periódicas compostas de material semicondutor e ar, desta forma proporcionando o
contraste necessário na constante dielétrica para caracterizar um material PBG.
As características físicas do material foram descritas assim como as teorias
necessárias para determinação das características dielétricas do material, o que tornara
possível a sua utilização como substrato nas estruturas propostas nos capítulos
CAPÍTULO 3
CÁLCULO DA CONSTANTE DE PROPAGAÇÃO
COMPLEXA EM LINHAS DE LÂMINA
BILATERAIS SIMÉTRICAS COM SUBSTRATO
3.1 Introdução
Este capítulo apresenta as fundamentações teóricas para o cálculo das constantes
de fase, constante atenuação e constante dielétrica efetiva, os quais serão utilizados na
determinação dos resultados numérico-computacionais obtidos para as diversas regiões
de linhas de lâmina bilaterais com substrato PBG. A Fig.3.1 mostra a seção transversal
desta estrutura planar, que consiste de duas fitas condutoras nos dois lados de um
substrato dielétrico adaptado no plano-E de um guia de ondas.
Fig. 3.1 – Seção transversal de uma linha de lâmina bilateral simétrica com substrato PBG (a) corte transversal , (b) vista em três dimensões.
A estrutura da Fig. 3.2 será analisada, na qual pode ser observado que existem 2
regiões dielétricas que serão estudadas devido a sua simetria e para facilitar os cálculos
matemáticos.
Fig. 3.2 – Estrutura equivalente para análise de linha de lâmina bilateral simétrica com substrato PBG.
A Partir das equações de Maxwell, os campos eletromagnéticos Ex, Ez, Hx e Hz,
são escritos em função das componentes Ey e Hy no Domínio da Transformada de
Fourier (FTD). Tais campos são delimitados em cada uma das regiões dielétricas da Fig.
3.2. Aplicando as condições de contorno e adotando uma solução geral da equação de
onda, são obtidas as constantes envolvidas nesta solução calculando os campos em
função do campo elétrico da fenda na direção y, as quais são tomadas como as soluções
das equações de Helmoltz, e a equação matricial não homogênea, envolvendo as
densidades de corrente elétrica nas lâminas é obtida. Para eliminar as componentes de
densidades de corrente, as componentes de campo nas fendas são expandidas em termos
de funções de base, com a aplicação do Método dos Momentos, e como resultado, uma
equação matricial homogênea complexa é obtida, cujos coeficientes da expansão são as
incógnitas. A solução não trivial dessa matriz gera a equação característica, cujas raízes
complexas permitem a obtenção das constantes de atenuação e fase. A constante
dielétrica efetiva é determinada após soluções numéricas do determinante da matriz
através da relação entre a constante de fase e o número de onda no espaço livre.
3.2 Determinação das Componentes do Campo Elétrico
O estudo da Fig. 3.1 é realizado levando-se em conta sua simetria. Esta conduta
leva a determinação da estrutura na forma da Figura 3.2 como o substrato dielétrico
situado na região 2 e ar nas regiões 1 e 3.
Para o material dielétrico, a permissividade relativa é dada por [15]:
*
0 i ri ri j
σ
ε ε
ωε
= − , i=1,2,3 (3.1)
onde:
εri – permissividade relativa do material
σi – condutividade do material
ω – 2πf freqüência angular
ε0 – permissividade no espaço livre
Com o objetivo de facilitar os cálculos matemáticos, é analisada a estrutura na
Fig. 3.2, considerando-se as paredes do guia de ondas milimétricas e as lâminas
As equações gerais dos campos são obtidas com a utilização do método LTT, a
partir das equações de Maxwell:
0 x E jωμ H
∇ G = − G (3.2)
x H jωεE
∇ G = G (3.3)
Os vetores campo elétrico e magnético no método LTT são decompostos nas
suas três componentes [34],
G G G
H=Hy+Ht (3.4)
G G G
E =Ey+Et (3.5)
∇ = ∇ + ∇ = ∇ +y t t
y y ∂
∂ (3.6)
∇ =t + = −
xx zz xx z
∂ ∂
∂ ∂
∂ ∂
Γ (3.7)
onde
G G G
Ht =Hx+Hz – campo magnético na direção transversa (3.8)
G G G
Et =Ex+Ez – campo elétrico na direção transversa (3.9)
Γ = +α jβ – constante de propagação (3.10)
Substituindo (3.4) a (3.6) em (3.3)
(
)
(
)
∇ + ⎛ ⎝
⎜ ⎞
⎠
⎟× + = +
t y t y t
y y H H j E E
∂
∂ ωε
G G G G
(3.11)
∇ ×t Hy+ ∇ ×t Ht+ × y+ × t = y+ t
y y H y y H j E j E
G G ∂ G G G G
∂
∂
∂ ωε ωε
(3.12)
Separando as componentes transversais x e z de (3.12), teremos:
∇ ×t Hy+ × t = t
y y H j E
G ∂ G G
∂ ωε (3.13)
G G G
E
j H yy H
t = ∇ ×t y+ × t
⎡ ⎣⎢ ⎤ ⎦⎥ 1 ωε ∂
∂ (3.14)
Substituindo (3.4) a (3.6) em (3.2),
(
)
(
)
∇ + ⎛ ⎝ ⎜ ⎞ ⎠ ⎟× + = − +t t y t y
y y E E j H H
∂
∂ ωμ
G G G G
(3.15)
∇ ×t Et+ ∇ ×t Ey+ × t + × y = − t− y
y y E y y E j H j H
G G ∂ G G G G
∂
∂
∂ ωμ ωμ
(3.16)
Separando as componentes transversais x e z de (3.16), teremos:
∇ ×t Ey+ × t = − t
y y E j H
G ∂ G G
∂ ωμ (3.17)
então
G G G
H
j E yy E
t = − ∇ ×t y+ × t
⎡ ⎣⎢ ⎤ ⎦⎥ 1 ωμ ∂
∂ (3.18)
Para EGt , substituindo (3.18) em (3.14)
j E H
y y j E y y E
t t y t y t
ωεG = ∇ × G +∂∂ × ωμ G ∂∂ G
− ∇ × + × ⎛ ⎝ ⎜ ⎞ ⎠ ⎟ ⎡ ⎣ ⎢ ⎤ ⎦ ⎥
1 (3.19)
j E H
j y y E y y E
t t y t y t
ωε ωμ ∂ ∂ ∂ ∂
G G G G
= ∇ × + − ⋅ × ∇ × + × ⎡ ⎣⎢ ⎤ ⎦⎥ 1 (3.20) mas,
(
)
y E y
xx zz E y y xx E y zz E y
t y y y y
× ∇ × = × ⎛⎝⎜ + ⎞ ⎠ ⎟× ⎡ ⎣⎢ ⎤ ⎦⎥= × × + × ⎡ ⎣⎢ ⎤ ⎦⎥ G ∂ ∂ ∂ ∂ ∂ ∂ ∂
∂ (3.21)
= ×⎛ − ⎝ ⎜ ⎞ ⎠ ⎟ y
xE zy zE xy
∂ ∂
∂
= ×y − ×
x E zy y zE xy
∂ ∂
∂
∂ (3.23)
= ∂ +
∂
∂ ∂
xE xy zE zy (3.24)
= ∇tEy (3.25)
e também
(
)
y
y y Et y y y E xx E zz y y y E xx y y E zz
×⎛ × ⎝ ⎜ ⎞ ⎠ ⎟ = ×⎡ × + ⎣⎢ ⎤ ⎦⎥= × × + × ⎡ ⎣⎢ ⎤ ⎦⎥ ∂ ∂ ∂ ∂ ∂ ∂ ∂ ∂ G (3.26) = × −⎛ + ⎝ ⎜ ⎞ ⎠ ⎟ y
yE zx y E xz
∂ ∂ ∂ ∂ (3.27) = − ∂ − ∂ ∂ ∂
y E xx yE zz (3.28)
= − ∂
∂yEt G
(3.29)
Substituindo (3.25) e (3.29) em (3.20), temos
j E H
j y E y E
t t y t y t
ωεG = ∇ × G + ωμ ∂∂ ∂∂ G
− ⋅ ∇ − ⎡ ⎣⎢ ⎤ ⎦⎥ 1 (3.30)
(
)
−j j E = −j ∇ ×H + ∇ −
y E y E
t t y t y t
ωμ ωεG ωμ G ∂∂ ∂∂22 G (3.31)
ω με ∂
∂ ωμ ∂ ∂ 2 2 2
G G G
E
y E j H y E
t+ t = − ∇ ×t y+ ∇t y (3.32)
2 2
2 Et tEy j t Hy
y y
∂ ∂
ω με ωμ
∂ ∂ ⎛ ⎞ + = ∇ − ∇ × ⎜ ⎟ ⎝ ⎠ G G (3.33) mas, ∂ ∂ 2 2 2
y =ky (3.34)
k k 0 2 2 0 2 2 = = ⎫ ⎬ ⎭ ω με
ω με (3.35)
k k r 2
0 2
ε ε ε r =
0
(3.37)
Substituindo (3.34) a (3.37) em (3.33)
(
k k)
Ey E j H
r y t t y t y
0
2ε 2 ∂
∂ ωμ
+ G = ∇ − ∇ × G (3.38)
então,
G G
E
k k y E j H
t
y r
t y t y
= + ∇ − ∇ × ⎡ ⎣⎢ ⎤ ⎦⎥ 1 2 0 2ε ∂
∂ ωμ (3.39)
Para HGt, substituindo (3.14) em (3.18), temos:
− = ∇ × + × ⎛∇ × + × ⎝ ⎜ ⎞ ⎠ ⎟ ⎡ ⎣ ⎢ ⎤ ⎦ ⎥
j H E
y y j H y y H
t t y t y t
ωμG G ∂∂ ωε1 G ∂∂ G (3.40)
− = ∇ × + ⋅ × ∇ ×⎡ + × ⎣⎢
⎤ ⎦⎥
j H E
j y y H y y H
t t y t y t
ωμ ωε ∂ ∂ ∂ ∂
G G 1 G G
(3.41)
Utilizando (3.25) e (3.29), mudando E por H, e substituindo em (3.41), temos
− = ∇ × + ⋅ ⎡∇ − ⎣⎢
⎤ ⎦⎥
j H E
j y H yH
t t y t y t
ωμ ωε ∂ ∂ ∂ ∂
G G 1 G
(3.42)
(
)
j j H
y H j E y H
t t t y t y
ωε ωμ ∂
∂ ωε
∂ ∂
− G + 22 G = ∇ × G + ∇ (3.43)
∂
∂ ω με ωε
∂ ∂ 2
2 2
y + Ht j t Ey y tHy
⎛ ⎝
⎜ ⎞
⎠
⎟G = ∇ × G + ∇ (3.44)
Substituindo (3.34) a (3.37) em (3.44), fica
(
k k)
H j Ey H
y r t t y t y
2 0 2
+ ε G = ωε∇ × G +∂∂ ∇ (3.45)
então,
G G
H
k k j E y H
t
y r
t y t y
= + ∇ × + ∇ ⎡ ⎣⎢ ⎤ ⎦⎥ 1 2 0
2ε ωε
∂
Da equação (3.39) tem-se
G G G G
E E E
k k y xx zz E j x x zz H
t x z
y r y y = + = + ⋅ + ⎛ ⎝ ⎜ ⎞ ⎠ ⎟ − ⎛ + ⎝ ⎜ ⎞ ⎠ ⎟× ⎡ ⎣⎢ ⎤ ⎦⎥ 1 2 0 2ε ∂ ∂ ∂ ∂ ∂ ∂ ωμ ∂ ∂ ∂ ∂ (3.47) G G E E
k k y xE x y zE z j xH z j zH x
x z
y r
y y y y
+ = + ⋅ + − + ⎡ ⎣⎢ ⎤ ⎦⎥ 1 2 0 2 2 2 ε ∂ ∂ ∂ ∂
∂ ∂ ωμ
∂ ∂ ωμ ∂ ∂ (3.48) então, E
k k y x E j zH
x y r y y = + + ⎡ ⎣⎢ ⎤ ⎦⎥ 1 2 0 2 2 ε ∂
∂ ∂ ωμ
∂
∂ (3.49)
E
k k y zE j x H
z y r y y = + − ⎡ ⎣⎢ ⎤ ⎦⎥ 1 2 0 2 2 ε ∂
∂ ∂ ωμ
∂
∂ (3.50)
De maneira análoga, para a equação (3.46),
G G G G
H H H
k k j x x zz E y xx zz H
t x z
y r y y = + = + + ⎛ ⎝ ⎜ ⎞ ⎠ ⎟ × + ⎛⎝⎜ + ⎞ ⎠ ⎟ ⎡ ⎣⎢ ⎤ ⎦⎥ 1 2 0
2ε ωε ∂ ∂ ∂ ∂ ∂ ∂ ∂ ∂ ∂ ∂ (3.51) G G H H
k k y xH x y zH z j xE z j z E x
x z
y r
y y y y
+ = + + + − ⎡ ⎣⎢ ⎤ ⎦⎥ 1 2 0 2 2 2 ε ∂ ∂ ∂ ∂
∂ ∂ ωε
∂ ∂ ωε ∂ ∂ (3.52) então, H
k k y xH j zE
x y r y y = + − ⎡ ⎣⎢ ⎤ ⎦⎥ 1 2 0 2 2 ε ∂
∂ ∂ ωε
∂
∂ (3.53)
H
k k y zH j xE
z y r y y = + + ⎡ ⎣⎢ ⎤ ⎦⎥ 1 2 0 2 2 ε ∂
∂ ∂ ωε
∂
∂ (3.54)
Assim as componentes de campo Ex, Ez, Hx e Hz podem ser obtidas e são escritas
em função de Ey e Hy, obtendo-se, no Domínio da Transformada de Fourier e
( , , ) ( , , ) j nx j kz
n k
f α y β ∞ ∞ f x y z eα e β dx dz
−∞ −∞
=
∫ ∫
⋅ ⋅(3.55)
Assim as equações gerais, no domínio espectral, para os campos elétrico e
magnético de cada região são [5],[19-24]:
2 2
1
i n yi j yi
i i
Ex j E H
y k ∂ α ωμ ∂ γ − ⎡ ⎤
= ⎢− Γ ⎥
+ ⎣ ⎦
(3.56)
2 2
1
i yi n yi
i i
Ez E H
y k ∂ ωμα ∂ γ ⎡ ⎤
= ⎢−Γ − ⎥
+ ⎣ ⎦
(3.57)
2 2
1
i n yi j yi
i i
Hx j H E
y k ∂ α ωε ∂ γ + ⎡ ⎤
= ⎢− Γ ⎥
+ ⎣ ⎦
(3.58)
2 2
1
i yi n yi
i i
Hz H E
y k ∂ ωεα ∂ γ + ⎡ ⎤
= ⎢−Γ ⎥
+ ⎣ ⎦
(3.59)
onde:
2, 3
i= – corresponde a cada região da Fig. 3.2;
2 2 0
i i
k =ω μ ε – número de onda; j
α β
Γ = + – constante de propagação complexa;
0
i ri
ε =ε ε – permissividade do material;
n
α – variável espectral
0
μ μ= – permeabilidade magnética no vácuo;
2 2 2 2
i n ki
γ =α − Γ − – constante de propagação na direção transversa y;
r j i
ω ω= + ω – freqüência angular complexa.
Deve-se salientar que a espessura da fita condutora é considerada desprezível
para os cálculos matemáticos.
Para a espessura da Fig. 3.2, toma-se como soluções para as componentes E yi ie
i
i
H y [3], [23], [25]:
i
2 2 senh 2
i
2 2 cosh 2
H y = A h γ y (3.61)
i
(
)
3 3 cosh 3
E y = A e γ a−y (3.62)
i
(
)
3 3 senh 3
H y =A h γ a−y (3.63)
onde Aie e Aih são constantes desconhecidas.
Substituindo (3.60) a (3.63) em (3.56) a (3.59), obtêm-se para as regiões 2 e 3:
i
(
)
[
]
2 2 2 2 2 2 2
2 2
cosh n
j
Ex A e A h y
k α γ ωμ γ
γ
−
= − − Γ
+ (3.64)
i
2 2 senh 2
E y = A e γ y (3.65)
i
(
)
[
]
2 2 2 2 2 2 2
2 2 1
cosh n
Ez A e A h y
k γ ωμα γ
γ
−
= Γ −
+ (3.66)
i
(
)
[
]
2 2 2 2 2 2 2 2
2 2
senh n
j
H x A e A h y
k ωε α γ γ
γ
= Γ −
+ (3.67)
i
2 2 cosh 2
H y = A h γ y (3.68)
i
(
)
[
]
2 2 2 2 2 2 2 2
2 2 1
senh n
H z A e A h y
k ωε α γ γ
γ
= − Γ
+ (3.69)
i
(
)
[
]
(
)
3 2 2 3 3 3 3
3 3
senh n
j
Ex A e A h a y
k α γ ωμ γ
γ
= − Γ −
+ (3.70)
i
(
)
3 3 senh 3
-E y = A e γ a y (3.71)
i
(
)
[
]
(
)
3 2 2 3 3 3 3
3 3 1
senh n
Ez A e A h a y
k γ ωμα γ
γ
= Γ − −
+ (3.72)
i
(
)
[
]
(
)
3 2 2 3 3 3 3 3
3 3
cosh n
j
H x A e A h a y
k ωε α γ γ
γ
= Γ + −
+ (3.73)
i
(
)
3 3 senh 3
H y =A h γ a−y (3.74)
i
(
)
[
]
(
)
3 2 2 3 3 3 3 3
3 3 1
cosh n
H z A e A h a y
k ωε α γ γ
γ
= + Γ −
+ (3.75)
As constantes Aie e Aih são determinadas usando a continuidade do campo
i
i
i
2
/
y g 3/
y gEx
==
Ex
==
Exg
(3.76)i
i
i
2
/
y g 3/
y gEz
==
Ez
==
Ezg
(3.77)onde Exgi e Ezgi são as componentes x e z de campo elétrico na fenda.
Usando as equações de campo (3.64) a (3.75), após várias substituições, as
componentes A2e, A3e, A2h e A3h são determinadas em função de Exgi e iEzg:
i i
(
)
2
2cosh 2 n j
A e Exg j Ezg
g α
γ γ
= − Γ (3.78)
i i
(
)
3
3 senh 3 n j
A e Exg j Ezg
f α
γ γ
−
= − Γ (3.79)
i i
(
)
2 2 cosh n jA h Exg j Ezg
g α
ωμ γ
−
= Γ − (3.80)
i i
(
)
3 3 senh n jA h Exg j Ezg
f α
ωμ γ
−
= Γ − (3.81)
Em seguida, as equações (3.78) a (3.81) são substituídas nas equações das
componentes de campo que, após devidas simplificações algébricas, tomam a forma:
i i 2 2 2 cosh cosh Exg Ex y g γ γ = (3.82)
i
(
i i)
2 2
2 2
senh
cosh n
j
E y Exg j Ezg y
g α γ
γ γ
= − Γ (3.83)
i i 2 2 2 cosh cosh Ezg Ez y g γ γ = (3.84)
i i
(
2 2)
i2 2 2
0 2 2
1
senh
cosh n n
H x Exg j k Ezg y
g α α γ
ωμ γ γ ⎡ ⎤
= ⎣− Γ + − ⎦ (3.85)
i i i
2 2
0 2
cosh
cosh n
j
H y Exg j Ezg y
g α γ
ωμ γ
− ⎡ ⎤
= ⎣Γ − ⎦ (3.86)
i
(
2 2)
i i2 2 2
0 2 2
senh
cosh n n
j
H z Exg j Ezg y
g α γ α γ
ωμ γ γ
− ⎡ ⎤
i i
(
)
3 3 3 senh senh ExgEx a y
f γ
γ
= − (3.88)
i i i
(
)
3 3
3 3
cosh
senh n
j
E y Exg j Ezg a y
f α γ
γ γ
− ⎡ ⎤
= ⎣ − Γ ⎦ − (3.89)
i i
(
)
3 3
3
senh senh
Ezg
Ez a y
f γ
γ
= − (3.90)
i i
(
2 2)
i(
)
3 3 3
0 3 3
1
cosh
senh n n
H x Exg j k Ezg a y
f α α γ
ωμ γ γ ⎡ ⎤
= ⎣ Γ − − ⎦ − (3.91)
i i i
(
)
3 3
0 3
senh
senh n
j
H y Exg j Ezg a y
f α γ
ωμ γ
− ⎡ ⎤
= ⎣Γ − ⎦ − (3.92)
i
(
2 2)
i i(
)
3 3 3
0 3 3
cosh
senh n n
j
H z Exg j Ezg a y
f α γ α γ
ωμ γ γ
− ⎡ ⎤
= ⎣ − − Γ ⎦ − (3.93)
3.3 Cálculo das Constantes de Atenuação e Fase
Para a determinação das constantes de atenuação (α) e de fase ( ), são aplicadas
as condições de contorno para o campo magnético y=g:
i i i
2 3
H x −H x =J z (3.94)
i i i
2 3
H z −H z = −J x (3.95)
onde iJ xe iJ zsão as componentes da densidade de corrente elétrica nas fitas condutoras. Usando estas condições de contorno e após vários cálculos, as seguintes
substituições dos campos magnéticos são obtidos:
i i i
1 1 1 1
Yx x Exg Yx z Ezg+ =J x (3.96)
i i i
1 1 1 1
Yz x Exg+Yz z Ez=J z (3.97)
Na forma matricial estas equações podem ser escritas como segue,
i i
i i 1 1 1 1
1 1 1 1
Yx x Yz x Exg J x Yz x Yz z Ezg J z
⎡ ⎤ ⎡ ⎤ ⎡ ⎤ = ⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥