conversor Flyback

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Conversor Flyback

Conversor Flyback – – Modo Condução DescontínuaModo Condução Descontínua

Circuito com componentes parasitas e Formas de onda Circuito com componentes parasitas e Formas de onda

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Conversor Flyback

Conversor Flyback – – Modo Condução DescontínuaModo Condução Descontínua

Circuito com componentes parasitas e Formas de onda Circuito com componentes parasitas e Formas de onda

Existem duas ressonâncias: Existem duas ressonâncias: 1.

1. Ressonância Ressonância entre entre aa indutância de dispersão do indutância de dispersão do transformador e a capacitância transformador e a capacitância dreno-fonte do MosFet; dreno-fonte do MosFet; 2.

2. Ressonância Ressonância entre entre aa indutância de magnetização do indutância de magnetização do transformador e a capacitância transformador e a capacitância dreno-fonte do Mosfet. dreno-fonte do Mosfet. Observar o efeito do

Observar o efeito do “snubber”“snubber”

sobre a tensão dreno-fonte do sobre a tensão dreno-fonte do transistor Mosfet

(5)

(6)

Conversor Flyback – Modo Condução Contínua

(7)

Conversor Flyback – Modo Condução Contínua

Diodos de retificação devem ser do tipo “ultra-rápidos”

1. Quando o transistor começa a conduzir, ainda há corrente circulando pelo diodo do secundário. É a entrada em condução do transistor que força o bloqueio do diodo do secundário.

2. Durante todo o intervalo de tempo durante o qual o transistor e o diodo conduzem, há um curto circuito do transformador.

3. Durante a recuperação reversa do diodo, é o indutor de dispersão do transformador que limita a derivada da corrente no diodo. A corrente reversa do diodo pode atingir valores muito elevados e daí a necessidade do uso de diodos ultra-rápidos.

(8)

Conversor Flyback: Modo Discontínuo ou Modo Contínuo ?

Modo Descontínuo:

a)Não existem perdas de recuperação reversa no diodo do secundário; b)As perdas de “turn-on” do transistor Mosfet são nulas;

c)A grande excursão da corrente tanto no primário quanto do secundário aumentam as perdas por condução do Mosfet, e por efeito Joule nos cabos e na resistência série dos capacitores;

d)A grande excursão do fluxo no núcleo do transformador aumenta as perdas por histerese.

Modo Contínuo:

a)O tempo de recuperação reversa do diodo do secundário deve ser baixo para limitar as perdas de bloqueio do diodo – diodos ultra-rápidos;

b)As perdas de “turn-on” do transistor Mosfet não são nulas;

c)As perdas por condução no Mosfet e efeito Joule nos componentes do conversor são menores devido à menor excursão da corrente tanto no primário quanto do secundário;

d)As perdas por histerese são menores devido à reduzida excursão do fluxo no núcleo do transformador;

e)Apesar da quantidade de energia armazenada no transformador ser similar à do modo DCM, a indutância no modo CCM aumenta e consequentemente o tamanho do transformador

(9)

Conversor Flyback – Circuito e Formas de onda

Efeito da Indutancia de Dispersão do Transformador

Inclusão dos componentes parasitas do transformador e do transistor Mosfet

s d o p oss dp p peak

n

V

n

E

C

L

I

V





*

(



)

(10)

V

pF

H

*

,

*

V

H

L

N

n

,

V

A

,

I

,

V

E

pF

C

:

Exemplo

peak dp s p o p oss

2328

470

80

6

4

20

5

330

80

20

5

6

4

330

470 





(11)

Formas de onda durante o bloqueio do transistor Mosfet Grampeamento por efeito Avalanche do transistor

N

V

(12)

* * * * 2 1 * * * 2 1 * V : t de Cálculo 2 * * 1 * * * 2 2 Ldp ) ( ) ( 0 ) ( ) ( R DSS P dp DSS T R DSS P dp DSS T R DSS P dp R DSS P DSS T DSS t DS p t DS t t DS t DS T V E BV f I L BV P V E BV I L BV W V E BV I L t V E BV t I BV W BV v t t I i dt v i W

















































(13)

Formas de onda durante o bloqueio do transistor Mosfet Grampeamento por diodo Zener

(14)

E_max V_R V_clamp

t

Corrente no diodo zener

Tensão no transistor V_ds

Formas de onda durante o bloqueio do transistor Mosfet Grampeamento com Diodo Zener

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R Z P dp Z Z R Z P dp Z Z R Z P dp R Z P Z Z p t Z t t Z t Z Z V V f I L V P V V I L V W V V I L t V V t I V W t t I i dt v i W















































 * * * * 2 1 * * * 2 1 * V : t de Cálculo 2 * * 1 * * * 2 2 Ldp ) ( 0 ) ( ) (

(16)

Formas de onda durante o bloqueio do transistor Mosfet Grampeamento com Snubber RCD

(17)

Formas de onda durante o bloqueio do transistor Mosfet

Vclamp ds dp C L f * 2 1 1   ds mp C L f * 2 1 2   BV_dss E_max V_R V“ripple” Margem de segurança > 10% BVdss Tensão no transistor V_ds Vclamp

(18)

clamp ripple clamp clamp R clamp p dp p P dp R clamp clamp clamp R clamp P dp clamp R clamp P dp clamp P clamp clamp R f V V C V V I L t I q f I L V V V R V V f I L V V V f I L V f t I V P * * * * 2 1 * * 2 1 : será capacitor pelo adquirida carga A * * ) ( * * 2 * * * * 2 1 R V energia esta dissipar irá que resistor o será que do Consideran * * * * 2 1 * * * * 2 1 2 2 2 clamp 2 clamp 2

































(19)

Amortecimento das oscilações de alta freqüência no bloqueio do transistor – “Ringing” que causam EMI

(20)

damp 1 damp dp 1 damp damp dp 1 dp damp damp R * f * π * 2 1 C resistor. do a igual seja a ressonanci de freqüência na impedância sua que tal capacitor um r acrescenta resistor, do potência a limitar Para L * f * π * 2 R : temos 1, Q Para 1. ser deve Q oscilação, a amortecer Para R L * f * π * 2 Q : é L e C , R circuito do qualidade de fator O







(21)







E V



f * C ) W W *(W P *V *C W V E * *C W *E *C W R 2 * : é resistor no dissipada potência A 2 1 : é capacitor o r descarrega para energia a condução, a cessa secundário no diodo o Quando 2 1 : é primário no refletida secundário do tensão a com lo -carrega seguida em e capacitor no tensão a anular para energia a bloqueio do momento No 2 1 : é o alimentaçã de fonte da tensão a com capacitor o carregar para energia a condução, em entra r transisto o que em momento no nula é capacitor no tensão a que Assumindo 2 R 2 damp c b a 2 R damp c 2 R 2 damp b 2 damp a         

(22)

Efeito da Indutancia de Dispersão do Transformador Conversor Flyback – Circuito e Formas de onda

Formas de onda durante o bloqueio do transistor Mosfet

(23)

Formas de onda durante o bloqueio do transistor Mosfet Capacitor 10nF e Resistor 14kW

(24)

Efeito do indutor de dispersão sobre a transferência de energia do primário para o secundário

mp

L

E

mp R

L

V

dp R clamp L V V



(25)

Dimensionamento do Conversor Flyback Modos Descontínuo e Contínuo

1 1 2    CCM: K DCM: K *I ΔI K RF RF EDC RF d o o s d o R V V F I L D V V V Modo     2 N N : DCM ' s p







max ' max max min 1 1 : CCM D D D V V D E N N Modo d o s p      2 2 p s mp ms N N L L 





F P K D E L D E P I in RF p in EDC 2 2 m ax m in m ax m in   I I_ED C D_maxT D’ maxT I_P I I_EDC D_maxT (1-Dmax)T I_P

(26)

Características do Transformador do Conversor Flyback

1. O projeto do transformador para o conversor Flyback é diferente porque ele consiste de dois indutores acoplados magneticamente.

2. Como no caso dos indutores, o núcleo deve apresentar baixa permeabilidade:

• Ferrite com entreferro;

• “Iron Powder” ou “Molypermalloy”

3. Toda a energia fica armazenada no entreferro do transformador

(27)

Onde armazenar a energia ?

1. Para uma densidade de fluxo magnetico uniforme

Onde:  = permeabilidade, H = intensidade do campo magnético,

r = material magnético e g = entreferro

2. Para o ferrite, _ré da ordem de 1500 enquanto que para o entreferro ele

é da ordem de 1. Assim, a intensidade do campo magnético no entreferro é muito maior que a intensidade do campo magnético no ferrite.

3. A energia armazenada é proporcional ao quadrado da intensidade do campo magnético. Deste modo, a energia é virtualmente armazenada no entreferro. 2 L I 2 1 W g g r r H H A B

(28)

(29)

Limitações no projeto:

1. Indutância de dispersão;

2. Escolha adequada da densidade de fluxo máxima e da densidade de corrente nos enrolamentos. Para uma determinada densidade de fluxo máxima e frequência de funcionamento, as perdas no núcleo e a densidade de fluxo de saturação do material magnético reduzem com o aumento da temperatura.

(30)

Características do Transformador do Conversor Flyback Influência da temperatura sobre a curva de magnetização

(31)

Características do Transformador do Conversor Flyback Influência da temperatura, freqüência e densidade de fluxo

sobre as perdas no material magnético Material N27 – SiFERRIT - EPCOS

(32)

Toroide Equivalente

Seção efetiva: A_e

Comprimento do circuito equivalente: l_e

2 e 2 e r 0 e r 0 e 2 2 l N A μ μ ·A ·_μ μ l N R N L     A_L N

Onde A_L = Indutância específica, indutância de uma única espira Dimensionamento do Transformador do Conversor Flyback

(33)

Problema: o valor de não é constante em todos os pontos da curva BxH

H B

B =

A introdução do entreferro, permite tornar a indutancia menos dependente do valor de d g = 2·d Neste caso: r e e l g N A L     2 0· ·

Em geral, l_e / e pode ser desprezado

Dimensionamento do Transformador do Conversor Flyback

Toroide Equivalente com entreferro

e e l g μ 1 μ 1

_

_

r r ·H r . r << g

(34)

2 i · L 2 1 W

Energía armazenada no indutor

Do ponto de vista elétrico:

Do ponto de vista magnético: B ·H ·dV B ·Volume 2

1 W

2 V

Se o indutor possui entreferro:

g g 2 c c 2 · 2 V · B · 2 V · B W Núcleo Entreferro W = W_C + W_g

W_g >> W_c A maior parcela da energia é armazenada no entreferro. Pode-se desprezar a energia armazenada no núcleo.

· 2

(35)

L 2 e 2 max e 0 2 max 2 max p p

A

2 A

2 Volume

2 I

L

W

e max max p p p A I L N r e max max p p 0 μ l I N μ g

A energia armazenada no indutor do primário do transformador se encontra armazenada no circuito magnético do transformador

p s p s L L N N Após manipulações algébricas encontramos que:

(36)

Controle do conversor Flyback – Modo Tensão

1. Mo d o Tens ão : U m a m alh a c o n tr o lan d o a ten s ão d e s aíd a

Conversor

v

_O

Malha de tensão

Controle

(37)

Controle do conversor Flyback – Modo Corrente

2. Modo Corrente: Duas m alhas, uma externa co ntrolando a

tens ão d e saída e o ut ra in tern a co nt ro land o a c or rent e no ind ut or

Conversor

v

_O Malha de corrente Malha de tensão

Controle

d

(38)

Frequência Fixa: • Corrente de Pico; • Corrente de Vale e

• Corrente Medianizada.

Fr eq u ên c ia Var iáv el

• Tempo de condução constante e tempo de bloqueio variável; • Tempo de bloqueio constante e tempo de condução variável; • Histerese constante e

• Histerese variável.

Normalmente os mais utilizados são o “Controle Modo Corrente de Pico” _{e o} “Controle Modo Corrente Medianizada”

(39)

Controle do conversor Flyback – Modo Corrente

Controle do valor de pico

Ref. de tensão +

-v

_O Malha de corrente M a l h a d e t e n s ã o Q R S _Oscilador v_iL v_iref v_Q

+

-Conversor v_iL v_iref Oscilador v_Q

(40)

Controle do conversor Flyback –

Comparação entre os Modos Tensão e Corrente

Modo Corrente:

1. As variações da tensão de alimentação não necessitam da atuação da malha de controle. A derivada da corrente no primário do transformador é definida por E/L_mp e se E aumenta a razão cíclica é automaticamente alterada.

2. A corrente no primário do transformador é naturalmente limitada, reduzindo assim os custos do transformador, filtro de linha e retificador. O conversor é automaticamente protegido contra sobrecarga e curto-circuito.

Modo Tensão:

1. A dinâmica do funcionamento muda significativamente entre os modos de operação com desmagnetização completa (CCM) ou incompleta (DCM). Um conversor projetado para operar no modo de desmagnetização completa, opera no modo de desmagnetização incompleta com carga leve, alterando a estabilidade e resposta a transitórios.

2. O modo tensão permite operação com razões cíclicas superiores de 0,5 enquanto que no modo corrente é necessário a compensação da inclinação.

3. O modo tensão tem melhor regulação de carga. No modo corrente, inicialmente pode parecer que o controle está atuando na direção contrário ao necessário.

(41)

Modo Descontínuo:

a) A localização do RHPZ é em freqüência elevada, permitindo uma freqüência de “crossover” elevada;

b) O conversor pode ser modelado como um sistema de primeira ordem, mesmo no modo tensão, facilitando o projeto do controlador;

c) Não existem perdas de recuperação reversa no diodo do secundário; d) As perdas de “turn-on” do transistor Mosfet são nulas;

e) No modo corrente não ocorrem oscilações subharmônicas não necessitando de rampas de compensação;

f) A grande excursão da corrente tanto no primário quanto do secundário

aumentam as perdas por condução do Mosfet, e por efeito J oule nos cabos e na resistência série dos capacitores;

g) A grande excursão do fluxo no núcleo do transformador aumentam as perdas por histerese.

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Modo Contínuo:

a) A localização do RHPZ em baixa freqüência, limita a freqüência de “crossover”; b) O projeto do controlador é mais complexo e a implementação do compensador

do tipo 3 em circuitos integrados do tipo TL431 é muito difícil de i mplementar; c) O tempo de recuperação reversa do diodo do secundário deve baixo para limitar

as perdas de bloqueio do diodo e do disparo no transistor Mosfet; d) As perdas de “turn-on” do transistor Mosfet não são nulas;

e) No modo corrente ocorrem oscilações subharmônicas, necessitando de rampas de compensação, quando a razão cíclica for superior a 50%;

f) A reduzida excursão da corrente tanto no primário quanto do secundário

reduzem as perdas por condução do Mosfet, e por efeito Joule nos cabos e na resistência série dos capacitores quando comparadas às obtidas no modo DCM; g) A reduzida excursão do fluxo no núcleo do transformador reduz as perdas por

histerese, quando comparadas às obtidas no modo DCM;

h) Apesar da quantidade de energia armazenada no transformador ser similar à do modo DCM, a indutância no modo CCM aumenta e consequentemente o

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Controle do conversor Flyback – Regulação Secundária

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Controle do conversor Flyback – Regulação Secundária

Múltiplas Saídas

Quando as saídas tiveram um ponto comum, os enrolamentos podem ser conectados um sobre o outro ou um sobre a saída do outro

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Controle do conversor Flyback

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Referências: www.fairchildsemi.com www.onsemi.com www.powerint.com www.national.com www.ti.com Atualizado em 19 de novembro de 2012