Gabriel Beu Nogueira de Macedo
MICROINVERSOR FLYBACK DE ESTÁGIO ÚNICO PARA CONEXÃO DE MÓDULO FOTOVOLTAICO À REDE
ELÉTRICA
Dissertação submetida ao Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica da Universidade Federal de Santa Catarina para a obtenção do Grau de Mestre em Engenharia Elétrica.
Orientador: Prof. Denizar Cruz Martins, Dr.
Coorientador: Prof. Roberto Francisco Coelho, Dr.
Florianópolis 2017
Macedo, Gabriel Beu Nogueira de
Microinversor Flyback de estágio único para conexão de módulo fotovoltaico à rede elétrica / Gabriel Beu Nogueira de Macedo ; orientador, Denizar Cruz Martins, coorientador, Roberto Francisco Coelho, 2017.
225 p.
Dissertação (mestrado) - Universidade Federal de Santa Catarina, Centro Tecnológico, Programa de Pós Graduação em Engenharia Elétrica, Florianópolis, 2017.
Inclui referências.
1. Engenharia Elétrica. 2. Microinversor fotovoltaico. 3. Flyback Interleaved. 4. Único estágio. 5. Desacoplamento ativo de potência. I. Martins, Denizar Cruz. II. Coelho, Roberto Francisco. III. Universidade Federal de Santa Catarina. Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica. IV. Título.
Este trabalho é dedicado aos meus colegas, aos meus pais e, sobretudo, a minha namorada.
A
GRADECIMENTOS
Agradeço, em primeiro lugar, ao Instituto de Eletrônica de Potência que me acolheu e tornou possível a realização deste trabalho. Dentre a equipe deste conceituado instituto, ressalto a gratidão aos professores Marcelo Heldwein, Telles Lazzarin, Gierre Waltrich e Arnaldo Perin, por compartilhar um pouco do vasto conhecimento técnico nas aulas e conversas de corredor. Também sou grato a colaboração dos técnicos Antônio Pacheco e Luiz Coelho e do secretário Diogo Luiz, sempre solícitos.
Ainda, agradeço a oportunidade de trabalhar diretamente com os professores Denizar Martins e Roberto Coelho, que foram de grande contribuição ao trabalho, seja pelas opiniões técnicas ou pelas iniciativas para aprimorar a pesquisa e o conhecimento gerado.
Aos amigos e colegas de trabalho, agradeço não só pelas conversas produtivas, como também pelas improdutivas e momentos descontraídos. Durante o período de disciplinadas convivemos juntos, almoçamos juntos e estudamos juntos noite adentro, afinal pra que dormir? Prolongo este agradecimento aos colegas Gabriel Facchinello, Sérgio Brockveld e Gustavo Knabben, pelo companheirismo mesmo fora do local de estudos. Em especial agradeço aos colegas de sala Igor Finelli e Lucas Stéfano, que me acompanharam diariamente.
Estendo este reconhecimento aos meus pais e minha família, que acreditaram no meu potencial e me apoiaram desde que saí de casa para fazer graduação. Fui para longe sim, mas foi por uma boa causa, e hoje a saudade que passamos nos fortaleceu, e sou uma pessoa melhor por isso.
Neste momento, quero fazer um agradecimento especial a minha namorada, Marjana Cavalleri, por acreditar em mim e entender o quão difícil é fazer mestrado, trabalhar e morar longe. Nem sempre foi assim complicado, mas conforme a dissertação ganhava conteúdo, os obstáculos se acrescentavam. Ainda assim, seguiu ao meu lado e me escutou quando apenas falava em trabalho e elétrica, sempre com muito amor. Termino este agradecimento enfatizando que dias mais tranquilos virão, e com eles a recompensa do trabalho árduo e contínuo destes últimos anos.
“Consulte não a seus medos, mas a suas esperanças e sonhos. Pense não sobre suas frustrações, mas sobre o seu potencial não usado. Preocupe-se não com o que você tentou e falhou, mas com aquilo que ainda é possível a você fazer.”
R
ESUMO
Esta dissertação de mestrado apresenta estudo e projeto de um microinversor em estágio único para a conexão de um módulo fotovoltaico, de até 250 W, à rede elétrica. O trabalho descreve os requisitos necessários para conexão com a rede, tais como ganho de tensão, distorção harmônica de corrente, sincronismo e rastreamento do ponto de máxima potência. Diante destes requisitos, propõe-se um microinversor baseado no uso de dois conversores Flyback interleaving em modo de condução descontínua. Enquanto o modo de condução descontínua conduz a simplicidade de controle, a técnica de interleaving permite dividir a corrente entre ambos os conversores, com o intuito de reduzir as perdas e as ondulações de corrente em alta frequência. Para minimizar o volume de capacitores utilizados no barramento cc sem elevar a ondulação de tensão em 120 Hz (típica de sistemas monofásicos conectados à rede) um filtro ativo baseado no conversor Boost bidirecional também é utilizado. Ainda, é feita uma análise completa do filtro passivo Trap-CL, empregado para mitigar o conteúdo de alta frequência da corrente injetada na rede. Além do equacionamento teórico, simulações e resultados experimentais, o trabalho apresenta análises comparativas que permitem avaliar a topologia, evidenciando suas vantagens e desvantagens.
Palavras-chave: Microinversor fotovoltaico. Flyback Interleaved. Único estágio. Desacoplamento ativo de potência.
A
BSTRACT
This master thesis presents the study and design of a single stage grid-connected micro-inverter for a photovoltaic module up to 250 W. The work describes the needed requirements for a grid-connection, like voltage gain, current harmonic distortion, synchronism and maximum power point tracking. In view of such requirements, a micro-inverter based on the use of two Flyback interleaving converters in discontinuous conduction mode is proposed. While the discontinuous conduction mode leads to simplicity of control, the interleaving technique allows the current to be divided between both converters in order to decrease the losses and the high frequency current ripple. To reduce the volume of the capacitors used in the dc bus without raising the voltage ripple at 120 Hz (typical of grid-connected single phase systems) an active filter based on the bidirectional Boost converter is also employed. In addition, a complete analysis of the passive Trap-CL filter, employed to mitigate the high frequency content of the current injected into the grid, is accomplished. Besides the theoretical equation, simulations and experimental results, the work presents a comparative analysis that allows evaluating the topology, evidencing its advantages and disadvantages. Key-words: AC PV Module. Interleaved Flyback. Single Stage. Active Power Decoupling.
L
ISTA DE
F
IGURAS
Figura 1.1 - Histórico da geração de energia solar no mundo. Fonte MME
[3]. ... 28
Figura 1.2 - Evolução da potência instalada em microgeração com fonte de energia renovável no Brasil, em MW. Fonte ANEEL. [2] 29 Figura 1.3 - Gráficos de corrente x tensão e potência x tensão para variação de (a) temperatura e (b) irradiância solar no módulo fotovoltaico. ... 30
Figura 1.4 - Curvas IxV para diferentes condições ambientais e região de trabalho do conversor de potência. ... 32
Figura 2.1 - Inversor Flyback. ... 38
Figura 2.2 - Inversor Flyback ZVS [16]. ... 39
Figura 2.3 - Inversor Flyback ZCS [17]. ... 40
Figura 2.4 - Inversor Flyback com Snubber Ativo [18]. ... 40
Figura 2.5 - Inversor Flyback com dois Interruptores. ... 41
Figura 2.6 - Inversor Flyback Interleaved [20]. ... 42
Figura 2.7 - Inversor Flyback Interleaved: entrada paralela, saída série [21]. ... 42
Figura 2.8 - Inversor Forward [22]. ... 43
Figura 2.9 - Inversor Full-Bridge: a) Saída em ponte completa, com elementos parasitas para ZVS, e b) Saída em ponto médio [25]. ... 44
Figura 2.10 - Desacoplamento paralelo Boost bidirecional [29]. ... 45
Figura 2.11 - Desacoplamento paralelo com comutação suave [30]. .... 46
Figura 2.12 - Flyback de 3 portas com capacidade de desacoplamento de potência [31]. ... 46
Figura 2.13 - Flyback de 3 portas com 3 interruptores [32]. ... 47
Figura 2.14 - Circuito de desacoplamento proposto por Chen [33]. ... 47
Figura 2.15 - Flyback Interleaved com desacoplamento Boost bidirecional. ... 48
Figura 3.1 - Conversor CC-CC Flyback. ... 50
Figura 3.2 - Etapas de operação do conversor CC-CC Flyback. ... 51
Figura 3.3 - Principais formas de onda para Flyback CC-CC em DCM. ... 52
Figura 3.4 - Principais formas de onda para Flyback CC-CC em BCM.
... 54
Figura 3.5 - Principais formas de onda para Flyback CC-CC em CCM. ... 55
Figura 3.6 - Inversor Flyback. ... 56
Figura 3.7- Etapas de operação do inversor Flyback em DCM. ... 57
Figura 3.8 - Principais formas de onda para inversor Flyback DCM. ... 58
Figura 3.9 - Variação da razão cíclica conforme ωt, para diferentes valores de n e α = 3,6. ... 61
Figura 3.10- Variação da razão cíclica conforme ωt, para diferentes valores de α e n = 1. ... 61
Figura 3.11 – Ábaco para variação da tensão do módulo PV com a razão cíclica máxima. ... 62
Figura 3.12 - Tensão da rede e corrente no interruptor S1. ... 65
Figura 3.13 - Tensão da rede e corrente nos diodos D1 e D2. ... 67
Figura 3.14 - Modelo para obter a planta de tensão no barramento. ... 70
Figura 3.15 – Tensão de barramento submetida a um degrau de razão cíclica para modelo comutado e modelo linearizado para pequenas perturbações. ... 72
Figura 3.16 - Diagrama de blocos orientado ao controle. ... 72
Figura 3.17 - Diagrama de Bode para FTLANC considerando três pontos de operação. ... 74
Figura 3.18 - Diagrama de Bode para FTLAC considerando três pontos de operação. ... 75
Figura 3.19 - Diagrama de Blocos para PLL. ... 76
Figura 4.1 - Filtro CL. ... 81
Figura 4.2 - Métodos para amortecimento passivo. ... 81
Figura 4.3 - Diagramas de Bode para o filtro CL... 83
Figura 4.4 - Filtro CLCL. ... 83
Figura 4.5 – Resposta em frequência da amplitude para diferentes valores de Rd (paralelo com Cf) no filtro CLCL. ... 85
Figura 4.6 – Resposta em frequência da amplitude para diferentes valores de Rd (paralelo com Cin) no filtro CLCL. ... 85
Figura 4.7 - Diagramas de Bode para o filtro CLCL. ... 87
Figura 4.8 - Filtro Trap-CL. ... 87
Figura 4.9 - Diagramas de Bode para o filtro Trap-CL. ... 89
Figura 4.10 - Diagramas de Bode para os filtros CL, CLCL e Trap-CL. ... 94
Figura 4.11 – Tensão e corrente na rede elétrica para filtro CL. ... 95
Figura 4.12 – Tensão e corrente na rede elétrica para filtro CLCL. ... 95
Figura 5.1 - Potência requerida pela rede elétrica e fornecida pelo módulo FV. ... 99 Figura 5.2 - Sistema de desacoplamento de potência com filtro ativo. 100 Figura 5.3 - Conversor CC-CC Boost bidirecional. ... 101 Figura 5.4 - Etapas de operação do conversor Boost bidirecional. ... 102 Figura 5.5 - Principais formas de onda para o conversor Boost
bidirecional. ... 103
Figura 5.6 - Estratégia para o controle do filtro ativo. ... 107 Figura 5.7 - Circuito equivalente linearizado para: (a) ponto de operação e (b) pequenas perturbações. ... 108 Figura 5.8 - Conversor CC-CC Boost bidirecional com ramo de amortecimento. ... 110 Figura 5.9 – Tensão de barramento do filtro ativo com degrau de razão cíclica para modelo comutado e modelo linearizado para pequenas perturbações. ... 111 Figura 5.10 - Circuito equivalente linearizado para: (a) ponto de operação e (b) pequenas perturbações, considerando variação na tensão do módulo FV. ... 111 Figura 5.11 – Tensão do barramento principal com degrau de razão cíclica para modelo comutado e modelo linearizado para pequenas perturbações, ambos com resistor de carga. ... 113 Figura 6.1 - Circuito projetado. ... 116 Figura 6.2 - Bobina e camadas intercaladas do transformador. ... 121 Figura 6.3 - Indutância e resistência no enrolamento primário do transformador em função da frequência. ... 122 Figura 6.4 - Circuitos grampeadores e amortecedores em um dos inversores Flyback... 125 Figura 6.5 - Lugar geométrico das raízes para planta entre tensão no módulo FV e razão cíclica no filtro ativo. ... 127 Figura 6.6 - Protótipo construído. Placa de potência à esquerda, de sinal no centro e fonte auxiliar à direita. ... 128 Figura 6.7 - Placa de potência vista de frente. ... 129 Figura 6.8 - Placa de potência vista lateralmente. ... 129 Figura 6.9 – Resultado de simulação: Tensão e corrente na entrada e saída do conversor. Simulação ideal (esquerda) e realística (direita). ... 130 Figura 6.10 – Resultado de simulação: Tensões nos semicondutores no pico da corrente de saída. Simulação ideal (esquerda) e realística (direita). ... 131 Figura 6.11– Resultado de simulação: Tensões e correntes nos interruptores do filtro ativo. Simulação ideal (esquerda) e realística (direita). ... 131
Figura 6.12 - Esquemático dos ensaios realizados. ... 132 Figura 6.13 – Resultado de simulação: correntes em um transformador e na saída, para vpv em 30 V. ... 133 Figura 6.14 – Correntes em um transformador e na saída, para vpv em 30 V na baixa (esquerda) e alta (direita) frequência. ... 133 Figura 6.15 – Correntes em um transformador e na saída, para vpv em 26 V na baixa (esquerda) e alta (direita) frequência. ... 134 Figura 6.16 – Correntes em um transformador e na saída, para vpv em 22 V na baixa (esquerda) e alta (direita) frequência. ... 134 Figura 6.17 – Resultado de simulação: tensões nos semicondutores e corrente de saída, para vpv em 30 V na baixa e alta frequência. ... 135 Figura 6.18 – Tensão sobre interruptor S1, Sp e D1, para vpv em 30 V. 136
Figura 6.19 – Tensão sobre interruptor S1, Sp e D1, para vpv em 26 V. 137
Figura 6.20 – Tensão sobre interruptor S1, Sp e D1, para vpv em 22 V. 138
Figura 6.21 - Tensão sobre interruptor S1, S3 e S4, para vpv em 30 V. . 139
Figura 6.22 – Esforços de tensão para vpv em 50 V e ipv em 2 A. ... 139 Figura 6.23 – Resultado de simulação: tensão e corrente de entra e do filtro ativo, simuladas para tensão do módulo em 30 V. ... 140 Figura 6.24 – Tensão e corrente de entra e do filtro ativo, para tensão do módulo em 30 V, 26 V e 22 V. ... 141 Figura 6.25 – Resultado de simulação: tensão e corrente na entrada e saída do conversor, para tensão do módulo em 30 V, com desacoplamento passivo (esquerda) e ativo (direita). ... 142 Figura 6.26 – Tensão e corrente na entrada e saída do conversor, com desacoplamento passivo e tensão do módulo em 30 V, 26 V e 22 V. . 144 Figura 6.27 – Tensão e corrente na entrada e saída do conversor, com desacoplamento ativo e tensão do módulo em 30 V, 26 V e 22 V. ... 145 Figura 6.28 – Espectro harmônico da corrente de saída e limites da norma, para corrente nominal e tensões de 30 V, 26 V e 22 V, com desacoplamento passivo. ... 146 Figura 6.29 – Espectro harmônico da corrente de saída e limites da norma, para corrente nominal e tensões de 30 V, 26 V e 22 V, com desacoplamento ativo. ... 147 Figura 6.30 – Distorção harmônica total da corrente de saída, para o desacoplamento passivo e ativo, em diferentes tensões do módulo FV. ... 148 Figura 6.31 – Tensão e corrente na entrada e saída do conversor, com desacoplamento passivo (esquerda) e ativo (direita), para vpv em 30 V e carga resistiva... 149
Figura 6.32 - Espectro harmônico da corrente de saída e limites da norma, com desacoplamento passivo (acima) e ativo (abaixo), para corrente nominal e tensão de 30 V. ... 150 Figura 6.33 - Rendimento experimental, para as diversas condições analisadas. ... 151 Figura 6.34 – Fator de potência experimental, para as diversas condições analisadas. ... 152
L
ISTA DE
T
ABELAS
Tabela 1.1 - Características de módulos fotovoltaicos comerciais. ... 31
Tabela 1.2 - Limite de distorção harmônica de corrente. ... 35
Tabela 4.1 - Parâmetros de um dos Flybacks. ... 93
Tabela 4.2 - Parâmetros dos filtros. ... 93
Tabela 4.3 - Comparação entre os filtros... 96
Tabela 6.1 - Especificações para o projeto. ... 117
Tabela 6.2 - Parâmetros do conversor. ... 117
Tabela 6.3 - Comparação dos esforços teóricos e simulados para o ponto de máxima potência. ... 118
Tabela 6.4 – Principais características elétricas do IRFB4332. ... 119
Tabela 6.5 – Principais características elétricas do 24N60C3. ... 120
Tabela 6.6 – Principais características elétricas do 15ETL06. ... 120
Tabela 6.7 – Aspectos construtivos dos transformadores... 121
Tabela 6.8 – Medições e parâmetros do modelo equivalente do transformador. ... 122
Tabela 6.9 – Aspectos construtivos dos indutores do filtro de saída. .. 123
Tabela 6.10 – Aspectos construtivos do indutor do filtro ativo. ... 123
Tabela 6.11 – Parâmetros dos circuitos grampeadores e amortecedores. ... 125
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ISTA DE ABREVIATURAS E SIGLAS
ABNT ANEEL AWG BCM CA CC CCM CSI DCM DSP EMI FP FPA FV INMETRO LGR MME MOSFET MPP MPPT MQI PI PLL PRODIST PSIM PWM SIN STC THD VSI ZCS ZVSAssociação Brasileira de Normas Técnicas Agência Nacional de Energia Elétrica
American Wire Gauge
Modo de Condução Crítica Corrente Alternada Corrente Contínua
Modo de Condução Contínua
Current Source Inverter
Modo de Condução Descontínua Processamento Digital de Sinais Interferência Eletromagnética Fator de Potência
Filtro Passa Alta Fotovoltaico
Instituto Nacional de Metrologia, Qualidade e Tecnologia
Lugar geométrico das Raízes Ministério de Minas e Energia
Metal Oxide Semiconductor Field Eftect Transistor
Ponto de Máxima Potência
Rastreamento do Ponto de Máxima Potência Média Quase Instantânea
Controlador Proporcional Integral
Phase Locked Loop
Procedimentos de Distribuição
Software de Simulação de Circuitos
Modulação por Largura de Pulsos Sistema Interligado Nacional
Standard Test Conditions
Distorção Harmônica Total
Voltage Source Inverter
Comutação em Corrente Nula Comutação em Tensão Nula
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ISTA DE SÍMBOLOS
Voc Isc Vmpp Impp Cb Dx Sx Sp Sn vg Lr Cr Sr Cs Sa C1 C2 Tx Llk Ld Cd Cd1 Cd2 LBRC Lr Ddx CS1 Sd1 Sd2 CT Cf Cf1 Cf2 LfTensão de circuito aberto do módulo fotovoltaico Corrente de curto circuito do módulo fotovoltaico Tensão de máxima potência do módulo fotovoltaico Corrente de máxima potência do módulo fotovoltaico Capacitor do barramento do módulo fotovoltaico Diodo número x
Interruptor número x
Interruptor de baixa frequência do semiciclo positivo Interruptor de baixa frequência do semiciclo negativo Tensão da rede elétrica
Indutor ressonante para comutação suave Capacitor ressonante para comutação suave Interruptor do circuito de comutação suave Capacitor de snubber
Interruptor auxiliar
Capacitor de filtro de saída Capacitor de filtro de saída Tiristor número x
Indutância de dispersão
Indutor do estágio de desacoplamento Capacitor do estágio de desacoplamento Capacitor do estágio de desacoplamento Capacitor do estágio de desacoplamento Indutor do estágio de desacoplamento Indutor do estágio de desacoplamento Diodo do estágio de desacoplamento Capacitância do interruptor S1
Interruptor do circuito de desacoplamento Interruptor do circuito de desacoplamento Capacitor de armadilha do filtro de saída Capacitor do filtro de saída
Capacitor do filtro de saída Capacitor do filtro de saída Indutor do filtro de saída
Lg N1 N2 n Vin Vo Io isx iDx Co Ro Δt1 Δt2 Δt3 D Ts fs fg Ip Lm vL Δi ΔiLM Imín Δt Po Pi GDCM GBCM GCCM if vCf vpv ipv vgp α ωt x.pico x.máx x.mín
Indutor do filtro de saída
Número de espiras do primário do transformador Número de espiras do secundário do transformador Relação transformação do transformador
Tensão de entrada do conversor CC-CC Tensão de saída do conversor CC-CC Corrente de saída do conversor CC-CC Corrente do interruptor x
Corrente do diodo x Capacitância de saída Resistência de saída
Intervalo de tempo da etapa 1 Intervalo de tempo da etapa 2 Intervalo de tempo da etapa 3 Razão Cíclia
Período de comutação Frequência de comutação Frequência da rede elétrica Corrente de pico
Indutância magnetizante do transformador Tensão sobre uma indutância
Variação de corrente
Variação de corrente na indutância magnetizante Corrente mínima
Intervalo de tempo Potência na saída Potência na entrada
Ganho do conversor no modo de operação descontínua Ganho do conversor no modo de operação crítica Ganho do conversor no modo de operação contínua Corrente na entrada do filtro de saída
Tensão no capacitor do filtro de saída Tensão nos terminais do módulo fotovoltaico Corrente no módulo fotovoltaico
Tensão de pico da rede elétrica
Relação entre tensão de pico da rede elétrica com tensão do módulo fotovoltaico
Ângulo da rede elétrica Valor de pico de x Valor máximo de x Valor mínimo de x
x.méd x.rms 𝑥𝑥� iCb Vpv* e Vcont kPWM kVpv k|sen| C(s) G(s) FTLANC FTLAC fc Mf kc ωz P3Φ Pa Pb Pc kVmpp Zx HCL HCLCL HTCL r ka αc αL η ifly Tdec fdec Ddec Pdec Vdec Idec Valor médio de x Valor eficaz de x
Grandeza perturbada pelo método de linearização Corrente no capacitor de barramento do módulo FV Referência de tensão do barramento do módulo FV Erro inserido no controlador
Tensão de controle
Ganho devido ao modulador
Ganho devido ao sensor de tensão de Vpv Ganho devido ao multiplicador
Função de transferência do controlador Função de transferência do sistema modelado
Função de transferência em laço aberto não compensada Função de transferência em laço aberto compensada Frequência de cruzamento
Margem de fase Ganho do controlador
Posição do zero do controlador Potência trifásica
Potência da fase a Potência da fase b Potência da fase c
Constante elétrica do módulo fotovoltaico Impedância x
Função de transferência do filtro CL Função de transferência do filtro CLCL Função de transferência do filtro Trap-CL
Razão entre frequência de comutação e de ressonância do filtro de saída
Fator de atenuação do filtro de saída Potência reativa permitida
Razão entre as indutâncias do filtro de saída Rendimento
Corrente do inversor Flyback
Período de comutação no conversor de desacoplamento Frequência de comutação no conversor de desacoplamento
Razão cíclica no conversor de desacoplamento Potência no conversor de desacoplamento Tensão no barramento de desacoplamento Corrente no indutor de desacoplamento
Ldec Cdec Δidec ΔECdec Vdec* kff kVdec kacp RmodTrafp LmodTrafo CmodTrafo RC RCD R2CD Rsn Csn Dsn fa Ta ffaa Indutor de desacoplamento Capacitor de desacoplamento
Variação de corrente no indutor de desacoplamento Variação de energia no capacitor de desacoplamento Referência de tensão do barramento de desacoplamento Ganho da malha de feedforward
Ganho devido ao sensor da tensão Vdec
Fator de acoplamento magnético do transformador Resistência do modelo do transformador
Indutância do modelo do transformador Capacitância do modelo do transformador Associação resistor-capacitor em paralelo
Associação resistor-capacitor em paralelo com diodo em série
Associação resistor-capacitor em paralelo com diodo e resistor em série
Resistor do circuito snubber Capacitor do circuito snubber Diodo do circuito snubber Frequência de amostragem Período de amostragem
S
UMÁRIO
1 Introdução ... 27 INTRODUÇÃO ... 28 MÓDULOS FOTOVOLTAICOS (FV) ... 29 SISTEMA MICROINVERSOR ... 32 1.3.1 Microinversor em Estágio Único ... 33 1.3.2 Microinversor em Dois Estágios ... 33 REGULAMENTAÇÃO DO SETOR... 34 OBJETIVOS ... 35 ESTRUTURA DO TRABALHO ... 35 2 Revisão Bibliográfica ... 37 INTRODUÇÃO ... 38 MICROINVERSORES EM ESTÁGIO ÚNICO ... 38
2.2.1 Flyback ... 38
2.2.2 Flyback ZVS... 39
2.2.3 Flyback ZCS... 40
2.2.4 Flyback com Snubber Adaptativo ... 40
2.2.5 Flyback com 2 Interruptores ... 41 2.2.6 Flyback Interleaved ... 41 2.2.7 Forward ... 43 2.2.8 Full-Bridge ... 43 DESACOPLAMENTO DE POTÊNCIA ... 44 MICROINVERSOR PROPOSTO ... 48 3 Análise do Microinversor ... 49 INTRODUÇÃO ... 50 CONVERSOR CC-CC FLYBACK ... 50
3.2.1 Modo de Condução Descontínua (DCM) ... 50 3.2.2 Modo de Condução Crítica (BCM) ... 54 3.2.3 Modo de Condução Contínua (CCM) ... 55 INVERSOR FLYBACK DCM ... 56 3.3.1 Etapas de Operação ... 57 3.3.2 Razão Cíclica ... 59 3.3.3 Indutância Magnetizante ... 61 3.3.4 Esforços do Circuito ... 63 3.3.4.1 Tensão nos Semicondutores ... 63 3.3.4.2 Corrente no Interruptor S1 ... 64
3.3.4.3 Corrente nos Diodos D1 e D2 ... 67
3.3.4.4 Corrente no Filtro de Saída ... 69 MODELAGEM E CONTROLE ... 70 3.4.1 Modelo Médio Linearizado ... 70 3.4.2 Estratégia de Controle ... 72 3.4.3 Projeto do Controlador ... 73 3.4.4 Sincronismo com a Rede ... 75 3.4.5 Algoritmo de MPPT ... 76 4 Filtro de Saída ... 79 INTRODUÇÃO ... 80 FILTRO CL ... 80 FILTRO CLCL ... 83 FILTRO TRAP-CL ... 87 METODOLOGIA DE PROJETO ... 89 COMPARATIVO ... 93 CONCLUSÃO ... 96 5 Análise do Sistema de Desacoplamento ... 97
INTRODUÇÃO ... 98 ORIGEM DA ONDULAÇÃO ... 98
FILTRO PASSIVO ... 99 FILTRO ATIVO ... 100 5.4.1 Conversor Boost Bidirecional ... 100 5.4.2 Etapas de Operação ... 101 5.4.3 Indutor e Capacitor de Desacoplamento ... 103 5.4.4 Esforços do Circuito ... 105 5.4.5 Modelagem e Controle ... 107 CONCLUSÃO ... 113 6 Dimensionamento, Simulações e Resultados
Experimentais ... 115 INTRODUÇÃO ... 116 DIMENSIONAMENTO DO MICROCONVERSOR ... 116 6.2.1 Interruptores S1 e S2... 119 6.2.2 Interruptores S3 e S4... 119 6.2.3 Interruptores Sp e Sn ... 119 6.2.4 Diodos D1 até D4 ... 120 6.2.5 Transformador ... 120 6.2.6 Indutores do Filtro de Saída ... 123 6.2.7 Indutor do Filtro Ativo ... 123 6.2.8 Circuitos Grampeadores e Amortecedores ... 124 6.2.9 Controladores ... 125 PROTÓTIPO CONSTRUÍDO ... 128 RESULTADOS DE SIMULAÇÃO E EXPERIMENTAL . 130 6.4.1 Esforços de Corrente... 132 6.4.2 Esforços de Tensão ... 135 6.4.3 Característica de Entrada e Filtro Ativo ... 140 6.4.4 Característica de Entrada e Saída ... 142 6.4.5 Análise Harmônica ... 143 6.4.6 Rendimento ... 150
7 Conclusões ... 153 VISÃO GERAL ... 154 CONCLUSÕES FINAIS ... 155 TRABALHOS FUTUROS ... 156 REFERÊNCIAS ... 157 APÊNDICE A – Projeto do Inversor Flyback em Interleaved ... 163 APÊNDICE B – Projeto do Filtro Ativo de Desacoplamento ... 177 APÊNDICE C – Código Implementado no DSP ... 187 APÊNDICE D – Esquemáticos e Layouts ... 209 APÊNDICE E – Código MatLab para análise de qualidade da Corrente Injetada ... 217
C
APÍTULO
1
INTRODUÇÃO
Com a crescente demanda por energia elétrica e a preocupação com os impactos socioambientais, supostamente causados pela disseminação de combustíveis fósseis na matriz energética, esforços vêm sendo feitos para incorporar geração renovável à rede elétrica.
Dentre as fontes de energia renovável, um notável aumento na geração fotovoltaica é evidenciado em [1] - [2]. Seja pela disponibilidade da matéria prima, luz solar, baixa manutenção ou pela facilidade de instalação dos módulos fotovoltaicos nos telhados das edificações, este tipo de fonte vem se destacando e tornou-se um importante tópico de pesquisa.
A Figura 1.1 apresenta dados sobre a geração de energia solar no mundo, a partir da qual se percebe um incremento de 760% na energia gerada entre 2010 e 2015, sendo a taxa de crescimento média de 50% ao ano.
Figura 1.1 - Histórico da geração de energia solar no mundo. Fonte MME [3]. Aliado à busca por fontes renováveis, há o interesse em descentralizar a geração, de modo a aumentar a confiabilidade e a redundância do sistema elétrico [4]. No Brasil, estas características são encontradas nos sistemas de microgeração distribuída, conceito definido
Gabriel B. N. de Macedo 29
pela agência nacional de energia elétrica – ANEEL - para unidades geradoras com potência instalada abaixo de 75 kW [5] [6]. A Figura 1.2 mostra o aumento da potência instalada em microgeração no Brasil, sendo 70% de fontes fotovoltaicas e, destas, 79,5% provenientes de consumidores-geradores residenciais [2].
Figura 1.2 - Evolução da potência instalada em microgeração com fonte de energia renovável no Brasil, em MW. Fonte ANEEL. [2]
Estas informações mostram a tendência crescente no mercado de geração fotovoltaica residencial de pequeno porte no Brasil e abrem oportunidades de serviços e equipamentos especializados.
MÓDULOS FOTOVOLTAICOS (FV)
Para trabalhar com geração fotovoltaica deve-se conhecer seus componentes e comportamentos. O módulo fotovoltaico (FV) é o responsável por converter a energia contida na luz solar, na forma de fótons de energia, em energia elétrica. Esta conversão é feita através de células compostas por materiais semicondutores, sendo o silício um dos mais empregados comercialmente [7].
Ao incidir luz solar sobre o módulo FV, parte da energia é convertida em eletricidade, sendo que, devido aos aspectos construtivos do módulo, a tensão e a corrente irão se relacionar de forma peculiar, conforme é demonstrado por meio de curvas características I-V, fortemente influenciadas pela temperatura e irradiância solar incidente.
Na Figura 1.3 observa-se o comportamento da tensão e da corrente de um módulo FV, sendo que para tensões abaixo da inflexão da curva o módulo comporta-se aproximadamente como fonte de corrente constante e, acima, como fonte de tensão. É possível notar que o aumento de temperatura modifica predominantemente a tensão fotogerada, enquanto variações de irradiância alteram majoritariamente a corrente de saída do módulo. Assim, é possível afirmar que tanto o aumento da temperatura quanto a diminuição da irradiância solar reduzem a potência gerada no módulo FV, porém apenas a temperatura afeta consideravelmente a tensão do ponto de máxima potência (MPP).
Figura 1.3 - Gráficos de corrente x tensão e potência x tensão para variação de (a) temperatura e (b) irradiância solar no módulo fotovoltaico.
Neste momento convém definir alguns termos usados para caracterizar os módulos FV, como os valores de tensão de circuito aberto (Voc) e corrente de curto-circuito (Isc) e os valores que correspondem à máxima potência para tensão (Vmpp) e corrente (Impp).
A Tabela 1.1 apresenta alguns módulos FV comerciais para aplicação residencial e suas características, em que as potências máximas (aferidas em condições padrão de teste - STC) ficam na faixa de 140 W a 320 W, com tensão de máxima potência próxima de 31 V.
2 5 C o 2 5 C o P o tê n ci a Tensão (a) (b) 1000W/m2 1000W/m2 800W/m2 800W/m2 600W/m2 600W/m2 Tensão C o rr e n te 5 0 C o 5 0 C o 7 5 C o 7 5 C o Tensão C o rr e n te P o tê n c ia Tensão
Gabriel B. N. de Macedo 31
Tabela 1.1 - Características de módulos fotovoltaicos comerciais.
Isc [A ] 9,34 9,41 9,41 9,55 9,65 9,42 9,15 9,14 9,09 8,68 9,18 8,49 9,55 9,18 9,51 Voc [V ] 38,5 39,4 39,4 39,8 39,9 46,2 37,9 45,6 38,3 22,1 18,9 37,5 39,7 38,4 39,9 Impp [A ] 8,85 8,89 8,89 9,15 9,21 8,94 8,69 8,63 8,39 7,91 8,56 7,96 9,08 8,73 8,76 Vm pp [V ] 31,1 31,5 31,5 31,7 32,6 37,5 31,1 37,1 31 ,0 17,7 30,7 30,8 32,5 30,9 33,9 Pm ax [W ] 275 280 280 290 300 335 270 320 260 140 260 245 295 270 300 T ip o M o n o cr is ta lin o M o n o cr is ta lin o M o n o cr is ta lin o M o n o cr is ta lin o M o n o cr is ta lin o M o n o cr is ta lin o P o lic ris ta lin o P o lic ris ta lin o P o lic ris ta lin o P o lic ris ta lin o M o n o cr is ta lin o P o lic ris ta lin o M o n o cr is ta lin o P o lic ris ta lin o M o n o cr is ta lin o M ode lo S T P 2 75S -2 0 /Web S T P 2 80S -2 0 /Wem S T P 2 80S -2 0 /W ew S T P 2 90S -2 0 /Web S T P 3 00S -2 0 /W ew S T P 3 35S -24 /V em ST P2 7 0 -20/ W em ST P3 2 0 -24/ V em K B 260 KD 1 4 0 S X UF B S S W mo n o s er ie S W pol y s er ie AL L M A X M P L US A L L M A X se ri e X -ma x s er ie F ab ri can te S u n tech K yoc er a S o la rW o rld T rin aS o la r S une rg
Independente do módulo a ser usado, é desejável que opere sempre na máxima potência, para isso o valor de tensão fotogerada deve ser ajustado para cada condição ambiental. Porém, muitas cargas não podem ter sua tensão ou corrente modificadas, sendo necessário um conversor que faça a interface entre as condições desejáveis no módulo e as requeridas pela carga. Dessa forma, a carga vista dos terminais do módulo equivale a uma resistência variável, na qual pode-se escolher o ponto de operação desejado. A Figura 1.4 mostra duas curvas para diferentes condições climáticas, a de maior corrente representa um dia ensolarado de alta irradiância e temperatura elevada, a outra representa um dia nublado ou sombreamento do módulo, com baixa temperatura e irradiância. Para conseguir o melhor desempenho do módulo, é preciso que o conversor de potência consiga trabalhar em uma ampla faixa de operação, evidenciada pela zona sombreada.
Figura 1.4 - Curvas IxV para diferentes condições ambientais e região de trabalho do conversor de potência.
SISTEMA MICROINVERSOR
O sistema de conversão de energia fotovoltaica pode ser implementado de diversas formas, a depender da quantidade de módulos e da potência total instalada [8].
Como foi visto anteriormente, o módulo FV precisa de uma tensão de trabalho específica para disponibilizar a máxima potência. Vale notar que esta tensão é contínua e, para fazer a conexão com a rede elétrica alternada, é necessário um conversor de potência do tipo inversor. Dessa forma, há algumas opções para o projeto, dentre elas: sistema com vários módulos conectados a um único inversor centralizado e um microinversor para cada módulo, também chamado de módulo fotovoltaico de corrente alternada (módulo CA) [8].
Cada sistema possui suas vantagens e desvantagens. No sistema com inversor centralizado, o rendimento da estrutura é maior e o custo do
Tensão C o rr e n te
Gabriel B. N. de Macedo 33
inversor pode ser menor que a soma do custo de vários microinversores. Porém, por ter um único barramento para diversos módulos, os efeitos de sombreamento parcial reduzem a capacidade de geração, visto que alguns módulos estarão próximos da operação ótima e outros com geração bastante reduzida. Dessa forma, mesmo encontrando um ponto de trabalho que maximize a geração total, ainda não haverá garantia de que o conjunto esteja operando no ponto ótimo, em que todos os módulos operam no MPP. Este tipo de sistema é o mais empregado em escala de média e alta potência, em que há uma quantidade maior de módulos conectados em série e paralelo.
No sistema microinversor o rendimento é inferior e tem maior número de componentes para mesma potência, mas sua capacidade de operar cada módulo em seu ponto ótimo o torna ideal para aplicações de menor escala, como a geração distribuída. Outras vantagens desse sistemas são: a modularidade, que facilita a expansão do sistema e aumentam as opções de potência instalada; a instalação facilitada, pois o inversor vem embutido atrás do módulo FV; maior segurança na instalação, uma vez que o inversor mantém os terminais do conjunto desenergizados (no módulo desconectado aparece a máxima tensão - Voc - que pode chegar a valores elevados devido as conexões em série) [9].
Outro tipo de classificação possível, e muito explorada entre os microinversores, está relacionada quanto ao processamento de potência por um único estágio ou em dois ou mais estágios.
1.3.1 Microinversor em Estágio Único
Neste tipo de microinversor, todas as funções e requisitos do conversor de potência são exercidos pelo inversor, sejam elas gerar a corrente senoidal em fase com a rede para despachar a energia gerada, elevar a tensão do módulo para os níveis necessários na conexão com a rede ou trabalhar com a tensão do módulo no valor que maximize a potência gerada.
Com este arranjo, o conversor de potência torna-se menor e com menos componentes, podendo ter maior rendimento e robustez. Em contrapartida o projeto fica mais restritivo, sendo necessário prever mais pontos de operação.
1.3.2 Microinversor em Dois Estágios
Com dois estágios é possível dividir as tarefas do microinversor. Em um primeiro estágio é feita a elevação da tensão para um barramento
intermediário através de um conversor CC-CC. Esta etapa também é responsável por manter a tensão do módulo FV no valor ótimo. Já no segundo estágio de processamento, a energia armazenada no capacitor intermediário é transferida à rede elétrica pelo conversor CC-CA, sendo o responsável pela corrente entregue e pela regulação de tensão do barramento intermediário.
Deste modo, o microinversor é constituído por pelo menos dois conversores distintos, com maior número de componentes e rendimento dependente dos rendimentos acumulados dos dois estágios.
REGULAMENTAÇÃO DO SETOR
Os sistemas fotovoltaicos possuem dois grandes nichos de mercado: a geração desconectada da rede elétrica (off-grid), utilizada em aplicações rurais e de difícil acesso, e a geração conectada (grid-tie). Este trabalho é focado na conexão com a rede elétrica e, para tanto, será abordada apenas a regulamentação desse serviço.
Com a premissa de conciliar a geração distribuída com a matriz energética tradicional através do sistema interligado nacional (SIN), surge a preocupação quanto à qualidade e confiabilidade de todo sistema. Dessa forma, são criadas legislações específicas para a microgeração distribuída, dentre elas a resolução normativa no 482 e no 687 que definem
direitos e obrigações dos usuários e das concessionárias, bem como o sistema de compensação de energia através de créditos por energia excedente ao consumo.
Estas normas são complementadas, na parte técnica de qualidade de energia, pelos procedimentos de distribuição (PRODIST) módulo 8, que discorre sobre requisitos de qualidade para a tensão, e pela norma brasileira NBR 16149, que fornece requisitos específicos para a conexão dos sistemas fotovoltaicos à rede elétrica. Ainda há a conformidade de procedimentos de testes, regidos pela NBR 16150, e os requisitos de desligamento automático, em caso de faltas ou desligamento proposital da rede elétrica, evitando operação ilhada (em que parte da rede mantém-se indevidamente energizada), através da IEC 62116. Aliado às normativas e procedimentos, o Instituto Nacional de Metrologia, Qualidade e Tecnologia (INMETRO) afere e autoriza a comercialização de inversores segundo portarias no 004 e no 357 [10].
Para o estudo aqui proposto, julga-se de maior importância a qualidade da corrente inserida na rede elétrica, avaliada pelos parâmetros de distorção harmônica. Dentre as normas supracitadas, a NBR 16149 define o limite máximo da distorção harmônica total (THD) de 5%, em
Gabriel B. N. de Macedo 35
que deve ser considerado pelo menos até a quadragésima harmônica, e, ainda, define limites individuais para cada harmônica de baixa ordem segundo Tabela 1.2.
Tabela 1.2 - Limite de distorção harmônica de corrente. Harmônicas Ímpares Limite de Distorção
3o a 9 o < 4,0 %
11o a 15o < 2,0 %
17o a 21o < 1,5 %
23o a 33o < 0,6 %
Harmônicas Pares Limite de Distorção 2o a 8o < 1,0 %
10o a 32o < 0,5 %
OBJETIVOS
Este trabalho tem como objetivo desenvolver um microinversor para aplicação fotovoltaica. Nesta abordagem é proposta uma topologia de único estágio baseada na estrutura Flyback em modo de condução descontínua. O conversor deve ser capaz de gerar uma corrente senoidal em conformidade com a NBR 16149, quanto ao conteúdo harmônico, e processar a potência de um módulo de 250 W, garantindo sua operação no ponto de máxima potência nas diversas condições climáticas.
Como objetivos específicos, pode-se citar:
• Estudar a estrutura Flyback e a topologia proposta; • Analisar os principais filtros de saída passivos (CL, CLCL
e Trap-CL);
• Projetar um filtro ativo para o barramento do módulo FV; • Simular o conversor projetado;
• Construir um protótipo funcional. ESTRUTURA DO TRABALHO
De modo a atingir os objetivos definidos, o trabalho foi dividido em capítulos para facilitar o entendimento. No capítulo 2 é apresentada uma revisão bibliográfica, com as principais topologias aplicadas ao microinversor de único estágio.
No capítulo 3 é feita a análise do conversor Flyback CC-CC e, então, extrapolado o conhecimento para a estrutura inversora, sendo abordadas as principais etapas de operação e formas de onda, bem como equacionamento dos esforços do circuito.
O capítulo 4 apresenta as estruturas do filtro de saída, desde as mais simples como CL até as de ordem mais elevada e com sintonização de frequência, caso do filtro Trap-CL. É feito um estudo comparativo, com auxílio de simulação, evidenciando vantagens de aplicação para cada filtro.
O capítulo 5 discute o desacoplamento entre a potência oscilante, na rede elétrica, e constante, no módulo FV. São abordados dois métodos para reduzir a ondulação de tensão no barramento, através de elemento passivo ou de conversor ativo.
O capítulo 6 apresenta o dimensionamento completo do conversor proposto, com detalhamento dos componentes e circuitos auxiliares. Então são confrontados os resultados de simulação e experimental, de forma a validar o estudo teórico.
No capítulo 7 é feita a conclusão geral, sendo discutidos os principais aspectos de cada capítulo e da contribuição do trabalho. Ainda neste tópico, são propostos trabalhos futuros para a continuidade desta pesquisa.
C
APÍTULO
2
INTRODUÇÃO
Neste capítulo faz-se uma revisão sobre as principais estruturas encontradas em microinversores de estágio único, mostrando algumas variações e características específicas de cada topologia.
Os conversores para a aplicação fotovoltaica podem ou não ser isolados por transformador, a depender das exigências da legislação e concessionária locais. Nesta seção serão apresentados apenas as estruturas isoladas, sendo recomendada uma visita à referência [11] para maiores detalhes sobre conversores não isolados.
MICROINVERSORES EM ESTÁGIO ÚNICO
Dentre os inversores para módulos CA, a literatura apresenta uma grande quantidade de estruturas derivadas do conversor Flyback [12] – [21]. Este tipo de conversor apresenta isolação galvânica, elevado ganho de tensão e reduzido número de componentes, características interessantes para esta aplicação. Por este motivo, será dada ênfase a variações desta topologia, além de algumas baseadas nos conversores
Full-Bridge e Forward.
2.2.1 Flyback
O inversor Flyback é composto por um conversor CC-CC Flyback associado a uma saída inversora que opera em baixa frequência, como na Figura 2.1, sendo que cada enrolamento do secundário funciona em um semiciclo da rede elétrica, de acordo com os interruptores de baixa frequência.
Figura 2.1 - Inversor Flyback.
A maior vantagem deste circuito é sua capacidade de elevar a tensão, seja pela razão cíclica ou pela relação transformação, bem como
D1 Sp Sn S1 Cb vg Cf Lf D2
Gabriel B. N. de Macedo 39
o reduzido número de componentes. Em [12] é feita uma comparação entre a operação do conversor em modo de condução descontínua (DCM) e condução contínua (CCM), em que a segunda apresenta maiores eficiências, ao custo de maior complexidade de controle, pois apresenta um zero no semiplano direito do lugar geométrico das raízes (LGR) que varia de acordo com a carga. Cabe destacar que também existe a possibilidade de o conversor operar no modo de condução crítica (BCM), a qual apresenta complexidade de controle intermediária, boa utilização do transformador e possibilidade de comutação não dissipativa natural. Contudo, é necessário conhecer a corrente do primário e a frequência de operação torna-se variável [13]. Melhorias foram propostas em [14] e [15] por meio de um modo híbrido entre DCM e BCM, aliando as vantagens de cada um e culminando em rendimentos da ordem de 90% para 200 W de potência.
Independentemente do modo de operação e controle, o inversor
Flyback possui desvantagens relacionadas ao transformador. Suas não
idealidades provocam perdas e sobretensões elevadas nos interruptores. 2.2.2 Flyback ZVS
Com intuito de reduzir perdas e esforços sobre os elementos semicondutores, variações do inversor Flyback que apresentam comutação suave foram propostas. Um modo de obter a comutação não dissipativa é fazê-la com tensão nula (ZVS). A Figura 2.2 mostra uma variação do inversor Flyback com comutação em tensão zero.
Figura 2.2 - Inversor Flyback ZVS [16].
Além da vantagem de obter menores perdas e semicondutores com menor esforço em tensão, o circuito proposto por [16] é simples, obtido pela troca dos diodos por interruptores controlados. Como desvantagens pode-se citar a necessidade de maior quantidade de drivers de
Sp 2 Sn 1 Sp 1 S1 Cb vg Cf Lf Sn 2
acionamento, de sensor de corrente para implementar a lógica de controle e operação proposta com frequência variável, o que dificulta um projeto otimizado dos magnéticos.
2.2.3 Flyback ZCS
Outra possibilidade para obter comutação suave se dá por corrente nula na transição (ZCS). Na Figura 2.3 é mostrado um circuito capaz de fazer este tipo de comutação, através de um circuito ativo ressonante.
Figura 2.3 - Inversor Flyback ZCS [17].
Em [17] é explicado o funcionamento do circuito, o qual apresenta a vantagem de não precisar sensor de corrente para implementar a comutação suave, contudo, aumenta o número de componentes, etapas de operação e complexidade do circuito de comando.
2.2.4 Flyback com Snubber Adaptativo
O circuito da Figura 2.4 foi proposto por [18] com o intuito de reduzir os esforços dos semicondutores durante o bloqueio do interruptor principal S1.
Figura 2.4 - Inversor Flyback com Snubber Ativo [18]. D1 Sp Sn Sr S1 Cb vg Cf Cr Lf Lr D2 D1 Sp Sn Sa S1 Cb Cs vg Cf Lf D2
Gabriel B. N. de Macedo 41
Esta topologia é idealizada para operação em modo híbrido DCM-BCM, sendo que enquanto trabalha em BCM o snubber entra em operação, de forma a limitar a derivada da tensão sobre S1, reduzindo o
sobressinal e a ressonância devido ao bloqueio. O circuito mantém a característica de entrada em condução de S1 com tensão nula, devido à
operação em BCM. Com esta configuração em interleaved, o artigo cita rendimentos de até 95% para um protótipo de 250 W.
2.2.5 Flyback com 2 Interruptores
Seguindo a linha de reduzir a tensão no interruptor principal, o inversor Flyback de dois interruptores no primário do transformador é explorado em [19]. Nesta modificação, S1 e S2 são comandados juntos e,
durante o bloqueio, a tensão sobre eles polariza diretamente D1 e D2,
limitando a tensão dos interruptores ao valor do barramento. A Figura 2.5 ilustra o circuito comentado, sendo possível utilizar semicondutores de menor tensão no primário, com menor resistência em condução.
Figura 2.5 - Inversor Flyback com dois Interruptores.
2.2.6 Flyback Interleaved
O conversor Flyback possui corrente de entrada pulsada, a qual armazena energia no indutor magnetizante. Conforme a potência transferida aumenta, a tensão é mantida constante enquanto a corrente eleva-se, o que contribui para maior percentual de perdas em condução. Esta característica é agravada em DCM, por possuir maior valor eficaz de corrente quando comparado com a operação em CCM, mas o problema persiste em todos os modos de condução. Como alternativa, o circuito da Figura 2.6 divide as correntes de entrada e de saída em vários conversores conectados em paralelo. Outra vantagem dessa estrutura surge ao fazer o comando dos interruptores primários defasados, permitindo com que a
D3 D2 D1 Sp Sn S2 S1 Cb vg Cf Lf D4
frequência do filtro de saída seja multiplicada pelo número de conversores em paralelo. Dessa forma, pode-se reduzir o peso e volume do filtro.
Figura 2.6 - Inversor Flyback Interleaved [20].
Observa-se que o circuito proposto em [20] utiliza um inversor em ponte completa em baixa frequência, que mantém a característica de estágio único, uma vez que não são separadas as funcionalidades entre os conversores. Com isso, reduzem-se os esforços de tensão sobre os interruptores da etapa inversora pela metade.
Outra possibilidade para conexão é feita em [21], com entrada em paralelo e saída em série, exibida na Figura 2.7.
Figura 2.7 - Inversor Flyback Interleaved: entrada paralela, saída série [21]. Neste caso, além da divisão de corrente na entrada, reduz-se a tensão nos diodos e no secundário do transformador, de modo que a relação transformação pode ser reduzida. Assim, o projeto do transformador é facilitado, com redução das não idealidades. Ainda é
D1 D3 D2 S1 S2 S3 Cb vg Cf Lf S7 S5 S4 S6 D1 T1 T2 T3 T4 D2 S1 S2 Cb vg C1 C2 Lf
Gabriel B. N. de Macedo 43
relevante observar que a ponte inversora é formada por tiristores (SCR), os quais têm menor resistência em condução em relação aos MOSFETs, o que leva o conversor a um maior rendimento.
2.2.7 Forward
Além dos inversores baseados na estrutura Flyback, outras estruturas são encontradas na literatura. Em [22] é apresentado variações do conversor Forward para aplicação de microinversor fotovoltaico. O artigo cita que, apesar do maior número de componentes e da necessidade de desmagnetizar o transformador, este tipo de circuito se adéqua a microinversores na faixa de 500 W até 1 kW. A Figura 2.8 mostra o inversor Forward clássico, sendo necessário o ramo de desmagnetização pelo terciário e diodo D5 e diodos de roda livre D3 e D4.
Figura 2.8 - Inversor Forward [22].
2.2.8 Full-Bridge
Dentre as estruturas ditas conversores Double-Ended, que podem aplicar ambas as polaridades da tensão de entrada ao transformador, pode-se citar como principais os conversores Push-Pull, Half-Bridge e
Full-Bridge. O primeiro conversor possui tensão sobre interruptores primários
igual ao dobro do valor da tensão do barramento, devido ao transformador de quatro enrolamentos, o qual pode saturar caso os comandos não estejam simétricos [23]. Por esse motivo, não é interessante para aplicação proposta. O conversor Half-Bridge necessita de divisão do barramento e cada interruptor deve suportar toda tensão de barramento, bem como a corrente máxima do módulo PV. Na literatura, não é usual essa topologia em microinversores fotovoltaicos.
No caso do conversor em ponte completa, um maior número de componentes e circuitos auxiliares é necessário para acioná-lo, porém,
D1 D3 D5 D4 Sp Sn S1 Cb vg Lf D2
tem capacidade de comutação suave ZVS pelos elementos parasitas dos interruptores e transformador, ver Figura 2.9. Em [23] recomenda-se sua aplicação para potências maiores que 1 kW e, em [24], é feita uma comparação entre o inversor Flyback clássico e o Full-Bridge ZVS, sendo o último 7,8% mais eficiente, atingindo 90% de rendimento em um protótipo de 200 W. Por fim, [25] exibe uma variação do inversor em ponte completa com menor número de componentes, porém, seus interruptores do enrolamento secundário devem suportar maior tensão e apresentar diodo intrínseco rápido.
Figura 2.9 - Inversor Full-Bridge: a) Saída em ponte completa, com elementos parasitas para ZVS, e b) Saída em ponto médio [25].
DESACOPLAMENTO DE POTÊNCIA
O microinversor utilizado deve realizar a interface entre o módulo FV em tensão contínua e a rede elétrica em tensão alternada. Como a potência na rede elétrica apresenta ondulação em 120 Hz, é esperado que a tensão do barramento CC também varie nesta mesma frequência. De maneira a evitar tal oscilação, que levaria o módulo fotovoltaico a operar fora do ponto de máxima potência e implicaria maior distorção harmônica da corrente injetada na rede [26], é necessária a utilização de bancos de
vg Lf Llk S4 S8 S2 S6 S1 S3 S5 S7 Cb D1 D2 D3 D4 S4 S2 S1 S3 Cb Sp2 Sn1 Sn 2 Sp 1 vg Lf (a) (b)
Gabriel B. N. de Macedo 45
capacitores de elevada capacitância no barramento CC, fato que eleva volume, peso e custo do conversor. Neste caso, capacitores eletrolíticos ganham destaque, uma vez que são compactos e apresentam alta densidade de energia. No entanto, esta tecnologia detém baixa vida útil, entre 1000-7000 horas para temperatura de 105oC [27], o que resultaria
em cerca de 2 anos, caso o conversor opere oito horas por dia. Em [28] é analisado o uso de capacitores eletrolíticos para aplicação em microinversores, de forma a garantir seu funcionamento por 30 anos. Este estudo baseia-se na equação de Arrhenius, em que a vida útil do capacitor dobra para cada redução de 10oC na temperatura padrão [28].
Mesmo que o capacitor eletrolítico seja projetado para equiparar sua vida útil à do módulo, ainda será de elevada capacitância e volumoso. Para contornar esta situação, circuitos ativos de desacoplamento foram propostos, sendo caracterizados quanto ao processamento da energia em série ou paralelo.
A Figura 2.10 apresenta o circuito proposto por [29], em que parte da energia do módulo é armazenada no circuito de desacoplamento, enquanto a potência demandada pela rede é menor que o valor médio. Após, esta energia retorna ao inversor, quando a potência instantânea da rede é maior que seu valor médio.
Figura 2.10 - Desacoplamento paralelo Boost bidirecional [29].
A vantagem deste circuito consiste em não alterar o princípio de funcionamento e formas de onda do inversor. Outro ponto positivo é o fato de não processar toda a potência entregue pelo módulo FV e, assim, não agregar demasiada perda de potência. Como ponto negativo cita-se o controle utilizado, através da histerese de corrente no indutor de desacoplamento.
Outra configuração interessante é proposta por [30], usando o mesmo conceito, porém, com conversor operando em comutação suave. A Figura 2.11 ilustra o conceito, o qual foi simulado e utiliza capacitor de filme 93% menor que o eletrolítico para mesmas condições. No entanto,
D1 Sp Sn S3 S1 S2 Cb Cd vg Cf Lf Ld D2
é proposto um controle denominado atraso de corrente, o qual agrega complexidade ao sistema.
Figura 2.11 - Desacoplamento paralelo com comutação suave [30]. Em [31] é proposto um conversor Flyback de três enrolamentos secundários, em que um deles é usado unicamente para processar a potência de desacoplamento. A Figura 2.12 exibe o circuito.
Figura 2.12 - Flyback de 3 portas com capacidade de desacoplamento de potência [31].
Esta configuração apresenta capacidade de snubber regenerativo, em que a energia armazenada no indutor de dispersão durante a comutação é reaproveitada para prover o desacoplamento de potência. O artigo cita 91,5% como maior rendimento em protótipo de 100W. Com relação às desvantagens, o método necessita do uso de um sensor de corrente e de controle elaborado, em que os interruptores de saída devem
D1 Sp Sn S1 Cb Cd Cd2 Cd1 vg Cf Lf D2 Lr LBRC S3 S2 D1 Sp Sn S1 S2 Cb Cd vg Cf Lf D2 Dd1 Dd 3 Dd2
Gabriel B. N. de Macedo 47
ser comandados de acordo com a carga e descarga do capacitor de desacoplamento.
Uma variação deste circuito é proposta por [32], com menor número de componentes e mesma característica de snubber regenerativo, conforme a Figura 2.13.
Figura 2.13 - Flyback de 3 portas com 3 interruptores [32].
Com esta estrutura, o artigo descreve rendimentos da ordem de 90% para protótipo de 100 W. A topologia é simplificada em termos de componentes, porém requer a leitura da tensão e da corrente de entrada, bem como do valor médio da tensão aplicada ao interruptor S1. Aliado à
quantidade de sensores, as equações para determinar a razão cíclica são mais extensas e conduzem a maior tempo de processamento, o que pode ser um problema quando elevadas frequências de comutação são utilizadas.
Por fim, [33] propôs um arranjo com característica de desacoplamento e snubber regenerativo, em que o controle é simplificado. Este circuito é mostrado na Figura 2.14, apresentando maior quantidade de componentes e de necessidade de comandos isolados dos interruptores.
Figura 2.14 - Circuito de desacoplamento proposto por Chen [33]. D1 Sp Sn Cb Cd Cs1 vg Cf Lf D2 Dd1 S1 D1 D3 Sp Sn S1 Dd1 Dd 2 Sd 2 Sd 1 Cd vg Cf Lf D2
MICROINVERSOR PROPOSTO
Sendo este trabalho destinado a conectar um módulo PV de 250 W, tensão 22 ~ 40 V e corrente máxima de 9A, à rede elétrica de 127 V eficaz e 60 Hz, é proposto o circuito da Figura 2.15.
Este circuito mescla o conceito do inversor Flyback tradicional, com saída em ponto médio, com o conceito de conversores interleaved. Desta forma, o esforço de corrente é reduzido pela metade e, ainda, obtém-se o dobro da frequência de comutação no filtro de saída. Este filtro será de maior ordem, com intuito de reduzir o peso e volume da estrutura. Desejando-se, ainda, que o microinversor apresente vida útil próxima a do módulo PV, substituem-se os volumosos capacitores eletrolíticos por de filme. Para tanto, faz-se uso de um filtro ativo paralelo de desacoplamento, formado por um conversor Boost bidirecional.
Figura 2.15 - Flyback Interleaved com desacoplamento Boost bidirecional. D1 D3 Sp Sn S1 S4 S3 S2 Cb Cd ec vg Cf 1 CT Cf 2 Lf Lg Ld ec D2 D4
C
APÍTULO
3
INTRODUÇÃO
Neste capítulo será estudado o funcionamento e principais equações do microinversor proposto. Para tanto, será desconsiderado o filtro de desacoplamento, visto que é uma estrutura em paralelo e não modifica as etapas de operação do inversor.
Em uma primeira análise, o conversor CC-CC Flyback é estudado em seus modos de operação, sejam eles DCM, BCM ou CCM. Então o conhecimento é extrapolado para diversos pontos de operação, que constituem o inversor Flyback.
CONVERSOR CC-CC FLYBACK
O conversor CC-CC Flyback, também denominado Buck-Boost isolado, é mostrado na Figura 3.1. Para este estudo, a tensão de entrada é considerada constante e será representada por uma fonte de tensão, já a carga será representada por um par RoCo em paralelo.
Figura 3.1 - Conversor CC-CC Flyback.
Este circuito apresenta, conforme citado anteriormente, três modos de operação, definidos pela característica da corrente na indutância magnetizante do transformador.
3.2.1 Modo de Condução Descontínua (DCM)
O primeiro modo em estudo abrange todas as possíveis etapas de funcionamento, conforme exibidas na Figura 3.2.
Na primeira etapa de funcionamento o interruptor S1 é comandado
a conduzir e a tensão de entrada é aplicada ao transformador, fazendo com que a corrente no primário cresça linearmente. O diodo mantém-se bloqueado devido à tensão do catodo ao anodo ser a da saída somada à da entrada refletida ao secundário, ou seja, polarizado reversamente.
D1 N :N1 2 S1 Co Ro Vin iS 1 iD1
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Figura 3.2 - Etapas de operação do conversor CC-CC Flyback.
A segunda etapa de operação tem início no momento do bloqueio do interruptor. Neste instante, a derivada de corrente no indutor magnetizante inverte a polaridade da tensão em seus terminais, aumentando até polarizar diretamente o diodo de saída. Então, a corrente no secundário parte do seu valor máximo e decresce linearmente até extinguir-se. A tensão sobre S1 é a de entrada somada a de saída refletida
ao primário.
Durante a terceira e última etapa de funcionamento, o interruptor
S1 mantém-se bloqueado e não há condução nos semicondutores. A tensão
da carga é mantida pelo capacitor.
As principais formas de onda para operação em modo descontínuo são apresentadas na Figura 3.3. A corrente no indutor acoplado (iLm) é uma grandeza teórica, formada pelas correntes do primário (is1) e do secundário (iD1) refletida ao primário,para a primeira e segunda etapas de operação, respectivamente. Convém ressaltar que este é o funcionamento teórico, sendo que as não idealidades do conversor serão exploradas posteriormente.
Mediante o exposto, pode-se calcular o ganho estático para este modo de funcionamento. Primeiramente, define-se a relação transformação como:
𝑛𝑛 = 𝑁𝑁1/𝑁𝑁2 (3.1)
Com isso, pode-se aplicar o conceito do valor médio nulo para a tensão no indutor. 𝑉𝑉𝑖𝑖𝑖𝑖Δ𝑡𝑡1− 𝑛𝑛𝑉𝑉𝑜𝑜Δ𝑡𝑡2= 0 (3.2) Etapa 3 D1 N :N1 2 S1 Co Ro Vin Etapa 1 D1 N :N1 2 S1 Co Ro Vin Etapa 2 D1 N :N1 2 S1 Co Ro Vin
Figura 3.3 - Principais formas de onda para Flyback CC-CC em DCM. Em que Δt1, Δt2 e Δt3 representam a duração de cada etapa de
funcionamento. Ainda, pode-se definir:
Δ𝑡𝑡1= 𝐷𝐷𝑇𝑇𝑠𝑠 (3.3)
Sendo D a razão cíclica e Ts o período de comutação. Além disso, utiliza-se (3.4) e aplicam-se os valores da segunda etapa de operação para obter (3.5), em que Lm é a indutância magnetizante, Ip sua corrente de pico e Vo a tensão sobre a carga.
𝑣𝑣𝐿𝐿 = 𝐿𝐿Δ𝑡𝑡Δ𝑖𝑖 (3.4) Δ𝑡𝑡2= 𝐿𝐿𝑚𝑚𝑛𝑛𝑉𝑉𝐼𝐼𝑝𝑝 𝑜𝑜 (3.5) vLm iLm Ip Vin Vin -V /n -Vin o V +nVin o -nVo t t vS 1 t vD1 t -Vo Δt1 Ts Δt2 Δt3
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Porém, o período Δt2 depende do valor da corrente e deve ser
manipulado para ser expresso apenas em função de grandezas comuns ao projeto. O valor máximo da corrente do enrolamento primário pode ser escrito com base no valor médio de iS1 conforme:
𝐼𝐼𝑆𝑆1.𝑚𝑚𝑚𝑚𝑚𝑚 =𝐼𝐼𝑝𝑝𝐷𝐷𝑇𝑇𝑇𝑇𝑠𝑠/2
𝑠𝑠 =
𝐼𝐼𝑝𝑝𝐷𝐷
2 (3.6)
Desprezando-se as perdas do conversor, tem-se que a potência de saída (Po) é igual à de entrada (Pi).
𝑃𝑃𝑜𝑜= 𝑃𝑃𝑖𝑖 = 𝑉𝑉𝑖𝑖𝑖𝑖𝐼𝐼𝑆𝑆1.𝑚𝑚𝑚𝑚𝑚𝑚 (3.7)
Aplicam-se (3.6) e (3.7) em (3.5) para obter (3.8). Δ𝑡𝑡2=𝑛𝑛𝑉𝑉2𝑃𝑃𝑜𝑜𝐿𝐿𝑚𝑚
𝑜𝑜𝑉𝑉𝑖𝑖𝑖𝑖𝐷𝐷 (3.8)
Conhecendo-se os valores dos dois intervalos de tempo, pode-se escrever (3.2) como (3.9), sendo fs = 1/Ts a frequência de comutação.
𝑉𝑉𝑖𝑖𝑖𝑖2 =2𝑃𝑃𝑜𝑜𝐷𝐷𝐿𝐿2𝑚𝑚𝑓𝑓𝑠𝑠 (3.9)
A potência de saída também pode ser expressa por: 𝑃𝑃𝑜𝑜= 𝑉𝑉𝑜𝑜𝐼𝐼𝑜𝑜=𝑉𝑉𝑜𝑜
2
𝑅𝑅𝑜𝑜
(3.10)
Assim, aplica-se (3.10) em (3.9) e o ganho estático pode ser definido por (3.11). Observa-se que, neste modo de operação, o ganho estático depende da carga a ser suprida.
𝐺𝐺𝐷𝐷𝐷𝐷𝐷𝐷=𝑉𝑉𝑉𝑉𝑜𝑜 𝑖𝑖𝑖𝑖= �
𝑅𝑅𝑜𝑜𝐷𝐷2
2𝐿𝐿𝑚𝑚𝑓𝑓𝑠𝑠
