Rio de Janeiro Julho de 2020

PROPOSTA DE BANCADA POWER HARDWARE-IN-THE-LOOP EM PEQUENA ESCALA

João Marcelo Teixeira do Amaral

Projeto de Graduação apresentado ao Curso de Engenharia Elétrica da Escola Politécnica, Universidade Federal do Rio de Janeiro, como parte dos requisitos necessários à obtenção do título de Engenheiro.

Orientador: Prof. Robson Francisco da Silva Dias

Rio de Janeiro Julho de 2020

PROPOSTA DE BANCADA POWER HARDWARE-IN-THE-LOOP EM PEQUENA ESCALA

João Marcelo Teixeira do Amaral

PROJETO DE GRADUAÇÃO SUBMETIDO AO CORPO DOCENTE DO CURSO DE ENGENHARIA ELÉTRICA DA ESCOLA POLITÉCNICA DA UNIVERSIDADE FEDERAL DO RIO DE JANEIRO COMO PARTE DOS REQUISITOS NECESSÁRIOS PARA A OBTENÇÃO DO GRAU DE ENGENHEIRO ELETRICISTA.

Examinado por:

Prof. Robson Francisco da Silva Dias, D.Sc.

Prof. Luís Guilherme Barbosa Rolim, Dr.-Ing.

Dr. Oscar Antonio Solano Rueda, D.Sc.

RIO DE JANEIRO, RJ  BRASIL JULHO DE 2020

do Amaral, João Marcelo Teixeira

Proposta de Bancada Power Hardware-in-the-Loop em Pequena Escala/João Marcelo Teixeira do Amaral.  Rio de Janeiro: UFRJ/ Escola Politécnica, 2020.

XI, 53 p.: il.; 29, 7cm.

Orientador: Prof. Robson Francisco da Silva Dias Projeto de Graduação  UFRJ/ Escola Politécnica/ Curso de Engenharia Elétrica, 2020.

Referências Bibliográcas: p. 51  53.

1. Power Hardware-in-the-Loop. 2. Geração Distribuída. 3. Simulação em Tempo Real. 4. Fontes Renováveis. I. Dias, Prof. Robson Francisco da Silva. II. Universidade Federal do Rio de Janeiro, Escola Politécnica, Curso de Engenharia Elétrica. III. Título.

À minha avó Regina Floriano, minha primeira referência como educadora.

Agradecimentos

Primeiramente gostaria de agradecer a minha família por todo o apoio prestado durante toda minha vida. Em especial à minha mãe e meu pai, Cláudia e Marcelo, por mesmo sobre qualquer adversidade me incentivarem a me dedicar aos estudos e focar na minha formação.

A todos os professores, técnicos e funcionários do Departamento de Engenharia Elé-trica pelo conhecimento transmitido que, a cada dia que passa, reconheço mais o seu imenso valor. Em especial ao meu orientador, Robson Dias, por me apresentar e fazer eu me aprofundar num ramo da Engenharia Elétrica que sou feliz de atuar, Eletrônica de Potência. Também ao meu ex-orientador, Rubens Andrade, e todos os membros do LASUP pelos ensinamentos no início de meu envolvimento com a pesquisa.

A todos que conheci durante os anos de faculdade e que me ensinaram a enxergar a vida por outra perspectiva e compreender que com amigos os desaos se tornam mais fáceis. Aos companheiros da SENEL pela reativação da semana e experiência única na minha vida. Aos membros do ELEPOT e LAFAE pelas conversas e en-sinamentos. Também a todos os ritmistas que passaram pela Bateria Descomunal pelas experiências e a felicidade de tocar um projeto com tantas pessoas amáveis. Em especial a Igor Rocha, Nelson Bernardo e Gabriel Sanns pelos conhecimentos rítmicos e companhias excepionais.

Ao meu grande amigo Hugo Bozelli por me acompanhar a mais de 15 anos e me conhecer como ninguém. A Bruno Abreu, ao qual agradeço por compartilhar uma visão ímpar de sociedade e me fazer reetir sobre valores e caráter. Aos companhei-ros de faculdade Breno, Fiuza, Guilherme, André, João, Luiz, Matteo, Gabriel, João Paulo e Mateus, por tornar a loucura matemática do nosso curso algo admirável. Chego ao m da minha graduação com a certeza de que estou no caminho certo e de que é necessário estar sempre em transformação. Reetir sobre o que queremos e onde nossas atitudes nos levam.

Resumo do Projeto de Graduação apresentado à Escola Politécnica/ UFRJ como parte dos requisitos necessários para a obtenção do grau de Engenheiro Eletricista.

PROPOSTA DE BANCADA POWER HARDWARE-IN-THE-LOOP EM PEQUENA ESCALA

João Marcelo Teixeira do Amaral

Julho/2020

Orientador: Prof. Robson Francisco da Silva Dias Curso: Engenharia Elétrica

A demanda por fontes de energia renovável tem crescido e todo ano a penetração destas fontes tem aumentado nas matrizes energéticas dos países. Atualmente, a co-nexão de fontes renováveis é feita através de Conversores de Potência e a demanda pela criação de conversores mais ecientes e exíveis também tem aumentado. An-tes da sua prototipagem, a análise desAn-tes equipamentos é feita através de diversos softwares de simulação. Uma modalidade de testes que tem se tornado popular é o PHIL (Power in-the-Loop), modalidade que utiliza a tecnologia Hardware-in-the-Loop para realizar testes de validação, segundo normas regulatórias, dentro de laboratório diminuindo o tempo de prototipagem dos produtos desenvolvidos. Neste trabalho é feita a proposta de uma bancada de ensiao PHIL em pequena es-cala. Foi desenvolvido o controle de um Conversor Fonte de Tensão que atuará como o Amplicador de Potência e interface entre o ambiente de simulação e o mundo ex-terno. O controle é projetado no referencial síncrono e possui 2 malhas em cascata, o tornando capaz de rastrear sinais de tensão com alta eciência. Também é apre-sentado o software do Simulador Digital em Tempo Real presente no LAFAE e os elementos que devem ser congurados de forma a tornar o ensaio PHIL possível.

Abstract of Undergraduate Project presented to POLI/UFRJ as a partial fulllment of the requirements for the degree of Engineer.

SMALL SCALE POWER HARDWARE-IN-THE-LOOP TEST BENCH PROPOSAL

João Marcelo Teixeira do Amaral

July/2020

Advisor: Prof. Robson Francisco da Silva Dias Course: Electrical Engineering

The demand for renewable energy sources has grown and every year the pene-tration of these sources has increased in the countries' energy matrices. Currently, the connection of renewable sources is made through Power Converters and the de-mand for the creation of more ecient and exible converters has also increased. Before its prototyping, the analysis of this equipment is done through various sim-ulation software. A testing modality that has become popular is the textit Power Hardware-in-the-Loop, a modality that uses Hardware-in-the-Loop technology to perform validation tests, according to regulatory standards, in laboratory reducing the prototyping time of the developed products. This work proposes a small scale PHIL teaching bench. The control of a Voltage Source Converter that will act as the Power Amplier and interface between the simulation environment and the outside world was developed. The control is designed in synchronous reference and has 2 cascade loops, making it capable of tracking voltage signals with high eciency. Also presented is the software of the Digital Simulator in Real Time present in LAFAE and the elements that must be congured in order to make the PHIL test possible.

Sumário

Lista de Figuras x

1 Introdução 1

1.1 Transição Energética Brasileira . . . 1

1.2 Identicação do Problema . . . 3

1.3 Simulação em Tempo Real . . . 4

1.4 Motivação e Objetivos . . . 5

1.5 Estrutura do trabalho . . . 5

2 Fundamentos Teóricos 6 2.1 Modalidades de Simulação em Loop . . . 6

2.1.1 Model-in-the-Loop . . . 6 2.1.2 Software-in-the-Loop . . . 7 2.1.3 Processor-in-the-Loop . . . 7 2.1.4 Hardware-in-the-Loop . . . 7 2.2 Control Hardware-in-the-Loop . . . 7 2.3 Power Hardware-in-the-Loop . . . 8

2.3.1 Interface de Potência (IP) . . . 9

2.3.2 Algoritmo de Interface . . . 12

2.4 Conversor Fonte de Tensão Trifásico . . . 16

2.4.1 Modulação PWM Senoidal (SPWM) . . . 18

2.4.2 Filtro de Saída . . . 21

2.5 Phase-Locked-Loop . . . 23

2.6 Transformada de Park e Referencial Síncrono . . . 23

3 Estratégia de Controle 25 3.1 Malha Interna - Controlador da Corrente . . . 26

3.1.1 Resultados Parciais de Simulação da Malha Interna . . . 29

3.2 Malha Externa - Controlador da Tensão . . . 30

3.2.1 Método Simétrico Ótimo . . . 32

3.3.1 Implementação PLL . . . 37

4 Projeto da Bancada Experimental 40 4.1 Interface de Potência Utilizada . . . 40

4.1.1 Microprocessador . . . 41

4.1.2 Projeto Filtro LC . . . 42

4.2 Simulador Digital em Tempo Real . . . 43

4.2.1 Microrrede de Teste . . . 43

4.3 Ensaios Propostos . . . 46

4.3.1 Conexão de Carga . . . 46

4.3.2 Curto em Barra da Rede . . . 46

4.4 Simulação da Bancada . . . 48

5 Conclusões 50

Lista de Figuras

2.1 Representação esquemática de bancada CHIL. . . 8

2.2 Representação esquemática de bancada PHIL. . . 9

2.3 Circuito Trifásico de Conversor Back-to-Back como IP. . . 11

2.4 Implementação do bloco IA na simulação. . . 13

2.5 Exemplo do Algoritmo de Interface Ideal Transformer Model (ITM IA). 14 2.6 Diagrama de Blocos do ITM IA. . . 14

2.7 Diagrama do ITM IA com Filtragem de Feedback. . . 15

2.8 Exemplo do Algoritmo de Interface Damping Impedance Method (DIM IA). . . 15

2.9 Topologia básica de um VSC operando com Inversor . . . 17

2.10 Onda do chaveamento SPWM. . . 19

2.11 Formas de ondas do chaveamento SPWM. . . 20

2.12 Espectro harmônico da onda induzida nos terminais do VSC. . . 21

2.13 Circuito de Filtro LC Monofásico. . . 21

2.14 Diagrama de Bode de Filtro LC. . . 22

2.15 Diagrama de Blocos generalizado dos PLL's. . . 23

2.16 Representação das Fases ABC e dos eixos Direto e Quadratura. . . . 24

3.1 Circuito do Conversor. . . 26

3.2 Circuito para projeto da Malha de Corrente. . . 27

3.3 Diagrama de blocos da malha de corrente. . . 27

3.4 Malha de Corrente Equivalente. . . 29

3.5 Resultados da Simulação da Malha de Corrente. . . 30

3.6 Circuito para projeto da Malha de Tensão. . . 31

3.7 Diagrama de Controle da Externa. . . 31

3.8 Diagrama de Controle Completo. . . 33

3.9 Tensões nos Eixos Direto e em Quadratura. . . 35

3.10 Transitório de Tensão no eixo em Quadratura. . . 36

3.11 Tensões Trifásicas ABC. . . 37

3.12 Algoritmo de Sincronização SF-PLL. . . 38

4.1 Inversor alimentado por Bateria - Reproduzido de [18] com

autoriza-ção do autor. . . 41

4.2 Microprocessador C2000 F28379D . . . 42

4.3 Resposta em Frequência do Filtro Projetado. . . 43

4.4 Typhoon HIL 402. . . 44

4.5 Microrrede de 6 barras . . . 44

4.6 Relatório de Compilação. . . 45

4.7 Transitório no momento da conexão. . . 46

4.8 Transitório no momento do curto. . . 47

4.9 Circuito da simulação da bancada. . . 48

Capítulo 1

Introdução

1.1 Transição Energética Brasileira

Nas últimas décadas, cada vez mais tem-se avançado a consciência ambiental no mundo. Tanto as pessoas como as empresas têm buscado adaptar seus hábitos de forma a ter um consumo mais sustentável e menos nocivo ao Meio Ambiente. Isso se reete em diversas esferas da sociedade, desde a adoção de fontes de energia que gerem menos impacto ao meio ambiente até mesma na realização de coleta seletiva de lixo. Consequentemente, o setor energético mundial tem acompanhado estas mudanças desencadeando diversos estudos e projetos. Os trabalhos na área de Planejamento Energético visam analisar os potenciais de geração e seus respectivos impactos socio-econômicos de forma a embasar medidas governamentais e ampliar o conhecimento da área para a indústria. Na Eletrônica de Potência tem-se desenvolvido conversores de energia cada vez mais ecientes e que aumentem a qualidade da energia gerada por essas novas fontes visando reduzir seus impactos e aumentar a conabilidade destas tecnologias. Este processo de transformação no panorama energético e introdução de tecnologias cada vez mais modernas tem sido chamado de Transição Energética e é cada vez mais incentivado no mundo.

Na Tabela 1.1 podemos encontrar a distribuição de cada Fonte Energética que compõe a Matriz Elétrica Brasileira em 2019 segundo dados de [1]. Devido ao enorme potencial hídrico do Brasil a nossa Matriz Energética sempre foi altamente renovável. Apesar disso, com o passar dos anos o consumo de energia dos países tem aumentado consideravelmente o que faz com que as usinas hidrelétricas gerem grande impacto ao ecossistema ao redor pois dependem de reservatórios de água que inundam grandes áreas. A segunda mais presente é a geração térmica que depende da queima de algum tipo de combustível o que implica na emissão dos mais diversos gases tóxicos poluindo o ar atmosférico. Apesar deste impacto as

usinas térmicas são despacháveis, logo são fundamentais para a coordenação do Sistema Elétrico Brasileiro e a garantia de um fornecimento ininterrupto de energia. Do ponto de vista técnico poderiam ser utilizados elementos armazenadores de energia de forma a suprir a necessidade da Geração Térmica porém estes ainda não são viáveis comercialmente para Sistemas de Potência apresentando-se como uma importante linha de pesquisa na área de Fontes Renováveis.

Tabela 1.1: Matriz Elétrica Brasileira em 2019 [1] Fonte Parcela da Geração Total

Hidráulica 64,9% Gás Natural 14,5% Eólica 8,6% Biomassa 8,4% Derivados de Petróleo 3,0% Nuclear 2,5% Solar 1%

Com isso, tem ganhado espaço no cenário energético as fontes renováveis limpas, onde as mais populares são a Solar e Eólica que, segundo [1], em 2018 tiveram aumento da capacidade instalada de 316% e 14,4%, respectivamente. Ambas tecnologias têm se desenvolvido rapidamente visto que seus impactos ambientais são baixos. O avanço tecnológico destas gerações faz com que elas sejam cada vez mais competitivas frente às convencionais. Este alto aumento também se deve pela criação de políticas de incentivo do uso dessas fontes, visto que diversos países estão comprometidos com a redução de suas poluições.

Um fenômeno que tem surgido, principalmente pela inserção de Geração Solar, é a possibilidade de pequenos consumidores poderem produzir parte de sua Energia através de micro usinas de apenas alguns kW. A viabilidade técnica dos projetos de Microusinas Solares depende basicamente da incidência de sol no terreno, o que torna qualquer consumidor, seja comercial, residencial ou industrial, um potencial gerador de energia. Isto cria um novo panorama para o setor elétrico visto que o desenvol-vimento das malhas de distribuição foi feito considerando um uxo unidirecional de potência, onde grandes usinas centralizadas, longe dos centros consumidores, enviam a potência gerada pelo sistema de transmissão. Quando existe uma fonte de energia próxima à carga, sem passar pela etapa de Transmissão ela é chamada de Geração Distribuída.

Apesar de atrativas, as fontes solar e eólica são fontes intermitentes, não despa-cháveis, o que pode gerar diversos impactos nos Ramais de Distribuição de Energia.

As redes elétricas modernas possuem religadores automáticos, reguladores de tensão e outros equipamento de suporte à rede que foram dimensionados e posicionados con-siderando que os pontos de carga sempre serão consumidores. A bidirecionalidade do uxo de potência pode prejudicar a coordenação dos equipamentos e gerar im-pactos na qualidade de energia do consumidor, o que estimula os órgãos reguladores a criarem normas especifícas para esta nova tecnologia.

Em 2012 a Agência Nacional de Energia Elétrica (ANEEL) através da RN 482/2012, alterada pela RN 687/2015, criou uma legislação especíca para esse tema estabelecendo quais são os tipos de Micro e Mini Geração Distribuída aptos a serem conectados na rede e os procedimentos de implantação. Antes da resolução norma-tiva os projetos seguiam as normas da distribuidora local, atualmente todos seguem as normas da ANEEL e tiveram o seu processo de homologação padronizados, o que tem estimulado mais empreendimentos do tipo.

Neste contexto de transformação 3 tópicos têm tomado a frente das discussões sobre as mudanças que as matrizes energéticas enfrentarão e o novos desaos que serão impostos ao setor elétrico:

ˆ Descarbonização - Cada vez menos serão utiliziadas fontes que utilizem com-bustíveis fósseis. Países como a China que geram a maior parte de sua energia através da queima de carvão e representarão grande parte da descarbonização energética mundial.

ˆ Descentralização - com a Geração Distribuída as Micro e Mini Geração repre-sentarão cada vez mais uma parcela maior da energia consumida nos países, diminuindo a necessidade de grandes usinas centralizadas.

ˆ Digitalização - a inserção de novas tecnologias de informação tornarão possí-vel a comunicação de todos os equipamentos de uma rede elétrica através da internet. Além disso cada vez mais serão comuns sistemas autônomos e de gerenciamento inteligente da rede.

1.2 Identicação do Problema

Com o surgimento de novas tecnologias também são necessários realizar estudos sobre como elas poderão impactar as redes elétricas assim como vericar sua per-formance frente a alguma anormalidade. Tais estudos são feitos através de software de simulação de circuitos elétricos.

Apesar deles fornecerem bons resultados, a simulação de apenas alguns segundos do sistema pode demorar horas. Isso se dá por um conjunto de fatores: complexi-dade da rede, passo da simulação, exatidão na modelagem, além da capacicomplexi-dade de

processamento do computador que está sendo utilizado. Além disso, as simulações, por mais detalhadas que sejam, nunca serão capazes de representar as condições reais de operação dos equipamentos.

Para contornar isso tem-se popularizado a utilização da modalidade Hardware-in-the-Loop, que consiste no fechamento de um loop entre uma simulação digital e o equipamento a ser testado. Para que isto seja possível, de forma a validar plenamente o desempenho do equipamento desenvolvido, o simulador deve ser capaz de realizar os cálculos em tempo real, o que é um grande desao para os processadores de computadores pessoais.

1.3 Simulação em Tempo Real

Naturalmente, com o avanço da tecnologia e o uso frequente de softwares de simulação fez-se cada vez mais necessário o desenvolvimento de novos meios de processamento de dados e cálculo de componentes elétricos. Com isso, surgiu uma nova modalidade de simulação, chamada Simulação Digital em Tempo Real. Ela tem como função principal calcular a solução das equações de um circuito elétrico e exportar estes dados antes que ocorra o próximo passo de simulação sincronizado com o tempo físico real. Isto faz com que não sejam acumulados os atrasos que acarretam nos altos tempos de simulação.

No contexto dos conversores de potência utilizados em Fontes de Energia Re-novável, por exemplo, é comum encontrarmos transitórios inferiores a 50 µs devido a comutação das chaves de potência presentes. Isso por si só já é um desao para o processador realizar o cálculo em tempo real, aliado à exatidão da modelagem dos componentes elétricos a resolução do sistema torna-se uma tarefa extremamente complexa, porém não impossível. Através dos avanços da arquitetura de computa-dores e de técnicas de processamento de dados começaram a ser desenvolvidos Simu-ladores em Tempo Real capazes de realizar simulações de Conversores de Potência com alta exatidão e velocidade. Utilizando as equações que modelam os componen-tes elétricos não-ideais pode-se calcular as soluções do circuito subdividindo-o em diversos processadores dedicados que utilizam técnicas de processamento de dados em paralelo.

Assim, tornou-se possível a realização de ensaios Hardware-in-the-Loop, que consistem no fechamento de um loop de simulação entre o dispositivo que deseja-se testar e um SDTR. Nele podemos modelar, por exemplo, uma Rede Elétrica e, assim, reproduzir os diferentes cenários de operação possíveis no simulador para, assim, vericar o desempenho do equipamento testado. Podemos utilizar como exemplo [2], no qual modela-se uma Microrrede com Geração Distribuída e [3] que testa a integração de uma Usina Solar numa microrrede. O alto poder de

processamento do SDTR garante que os resultados da simulação se assemelhem muito com a realidade poupando tempo e recursos.

A Simulação Digital em Tempo Real não se limita somente a testes de equipa-mentos elétricos podendo também simular em tempo real fenômenos estudados na área de Engenharia Mecânica ou Engenharia Química.

1.4 Motivação e Objetivos

Uma das modalidades de ensaios que utilizam a Simulação em Tempo Real é a Power Hardware-in-the-loop (PHIL), com vastas aplicações na área de Fontes Renováveis e Microrredes Elétricas. Este ensaio consiste em realizar, em ambientes controlados, o teste de protótipos em escala industrial, antes da sua comercialização. Um dos equipamentos cruciais da bancada é a Interface de Potência. Ele funciona como um Amplicador de Potência e este trabalho tem como objetivo desenvolver o controle de uma possível interface utilizando um Conversor Fonte de Tensão.

Devido à pandemia de Covid-19 a montagem da bancada não foi possível porém é feita uma proposta de bancada que poderia ser utilizada para validar o conceito do ensaio.

1.5 Estrutura do trabalho

No Capítulo 2 são abordados os Fundamentos Teóricos do trabalho. É explicado no que consiste o ensaio PHIL e os componentes necessários para a montagem da bancada. Entrando em detalhes do Conversor será explicada o modo de operação como um Amplicador de Potência, o ltro de saída utilizado e tópicos que tornaram mais simples a modelagem da planta.

No Capítulo 3 será explicado o tipo de controle utilizado e o passo a passo do seu desenvolvimento. Serão explicados o projeto dos controladores das 2 malhas, além da utilização do Método Simétrico Ótimo. Serão apresentados resultados de simulações no Simulink/Matlab que validam o controle utilizado.

No Capítulo 4 são detalhados o dimensionamento dos componentes que seriam utilizados na bancada. Também são apresentadas a forma de integrar os componen-tes da bancada de forma e a modelagem de uma pequena rede elétrica genérica para explicar o funcionamento do Simulador em Tempo Real utilizado.

No Capítulo 5 são apresentadas as conclusões e propostas de trabalhos futuros para a bancada.

Capítulo 2

Fundamentos Teóricos

2.1 Modalidades de Simulação em Loop

Na seção 1.3 foi introduzida a denição de Simulação Digital em Tempo Real. Ela é apenas uma das possíveis modalidades de Simulações em Laço (ou loop). Estas podem ser entendidas, de forma genérica, como um processo onde, utilizando computadores, podemos modelar qualquer tipo de planta que possa ser descrita por equações diferenciais e testar sua resposta com diferentes entradas. Dependendo da área de conhecimento, o processo de cálculo do simulador é feito utilizando técnicas especícas. Por exemplo: espera-se que um simulador de circuitos elétricos realize seus cálculos através de técnicas de resolução de circuitos como Análise Nodal e Análise de Malhas. Com o desenvolvimento da tecnologia os circuitos simulados tem se tornado cada vez mais complexos, possuindo diversos componentes podendo ser lineares ou não-lineares.

A simulação em tempo real tem se popularizado porém ainda é uma tecnologia em amadurecimento. Comumente os estudos de circuitos elétricos são feitos através das chamadas simulações oine. Como os cálculos são feitos pelo processador do computador onde o software está instalado os tempos de simulação podem se tornar muito extensos caso a modelagem seja muito detalhada. Apesar disso, sabendo o modelo dos equipamentos a se testar este tipo de simulação fornece resultados preliminares satisfatórios.

2.1.1 Model-in-the-Loop

É a simulação onde modela-se uma planta e o sistema de controle no mesmo ambiente. É feita em softwares como Matlab e PSCAD e é uma boa ferramenta para validações preliminares rápidas de plantas propostas.

2.1.2 Software-in-the-Loop

Nesta modalidade o algoritmo de controle é implementado na forma que será embarcado num microprocessador, ou seja, em linhas de código, em geral C++.

2.1.3 Processor-in-the-Loop

É quando se deseja testar um processador de um equipamento que não faz parte do hardware desenvolvido. Diferentes processadores podem apresentar diferentes resultados devido a sua precisão e até compiladores utilizados.

2.1.4 Hardware-in-the-Loop

As simulações Hardware-in-the-Loop (HIL) envolvem a utilização do equipa-mento proposto no teste, ou seja, um equipaequipa-mento na fase nal de um processo de prototipagem. Para que isto seja possível é necessário um dispositivo em que se possa modelar a planta e que seja capaz de retornar os valores calculados ao Hardware testado de forma a simular o ambiente de campo com alta precisão dentro de ambientes controlados e em tempo real. Isto só é possível graças aos Simuladores Digitais em Tempo Real (SDTR) e tem ganhado cada vez mais espaço na indústria pois acelera a prototipagem e comercialização de novas tecnologias. Durante os ensaios HIL, o Hardware em teste pode se comunicar com o simulador tanto por sinais analógicas e digitais como por protocolos de comunicação, tornando possível a montagem de bancadas com diversos componentes.

2.2 Control Hardware-in-the-Loop

As simulações HIL podem ser classicados de acordo com o tipo de equipamento a ser testado. Na área de Fontes Renováveis pode-se testar algoritmos de controle presentes nos seus conversores de potência, por exemplo, é possível testar converso-res que atuam como alimentadoconverso-res de rede ou que possuam alguma funcionalidade de suporte à rede em que esta conectado. Para isso o Algoritmo deve ser embarcado num microprocessador e este deve se comunicar com o SDTR. Este é o caso do en-saio Control Hardware-in-the-Loop que é capaz de validar plenamente o controlador utilizado em campo através da simulação de diversos cenários de rede inclusive em condições de contingências. Pode-se testar tanto a eciência e os parâmetros de Qualidade de Energia com a presença do conversor como a atuação das proteção do equipamento, por exemplo. O alto poder de processamento do simulador faz com que a bancada possa validar os controles de aplicações de alta potência com

bancadas de baixíssima potência pois somente utiliza sinais de baixa potência. Na Figura 2.1 podemos ver o circuito de um bancada CHIL.

Figura 2.1: Representação esquemática de bancada CHIL.

O CHIL tem-se mostrado uma grande ferramenta na validação de algorit-mos de controle pois consegue validar sistemas a níveis industriais com poucos equipamentos para a montagem da bancada. Excluindo itens como conectores a bancada precisa somente de um SDTR e um microprocessador. Apesar de serem poucos itens, o Simulador Digital em Tempo Real é um equipamento de alto custo, chegando a algumas dezenas de milhares de reais.

2.3 Power Hardware-in-the-Loop

Caso o equipamento a ser testado seja de potência mais elevado a modalidade se chama Power Hardware-in-the-Loop e é capaz testar o equipamento plenamente. Diferente do CHIL, no ensaio PHIL pode-se testar o algoritmo de controle, os drivers e sensores do equipamento, os softwares embarcados, proteções e modos operativos. Nele podemos testar diversos hardwares como por exemplo Máquinas Elétricas e Conversores de Potência chaveados. Na Figura 2.2 podemos observar o circuito da bancada de ensaio. O ensaio funciona da mesma forma que o loop de simulação oine com a diferença que os sinais de tensão e corrente uem por sistemas de potência bem distintas. Quem torna possível a interação entre os sistemas é a Inter-face de Potência. Este elemento funciona como um amplicador de potência e torna possível a conexão entre um equipamento de alta potência a um sistema simulado digitalmente. Ela pode amplicar tanto sinais de tensão como de corrente, depen-dendo do teste a ser conduzido. No estudo de Microrredes a interface amplica um sinal Vref de tensão proveniente do SDTR, feito por protocolos de comunicação ou

pinos analógicos, e mede os sinais de corrente do hardware Igen, através de sensores,

realimentando a simulação. Esta realimentação causa uma variação no sinal Vref

da simulação, que novamente causa uma variação em Igen e o processo continua,

fechando o loop de teste.

Figura 2.2: Representação esquemática de bancada PHIL.

real, aumentando a gama de ensaios possíveis e a sua exibilidade. Podemos observar transitórios de tensão no momento de conexão de um novo equipamento a uma rede ou até mesmo investigar o desempenho dos Conversores de Potência envolvidos frente a distúrbios. Isto possibilita que o amadurecimento de novas tecnologias seja cada vez mais rápida pois a validação de protótipos no início do processo de desenvolvimento tem algumas etapas puladas.

Podemos citar alguns exemplos de equipamentos e tecnologias que são desenvol-vidas com a tecnologia PHIL. Em [5], podemos encontrar o exemplo de uma bancada PHIL usada para testar a implementação de uma Microrrede de média tensão em Corrente Contínua num navio.

Em [6], são comparadas diferentes bancadas PHIL para testes de conexão de turbinas eólicas a uma Rede Elétrica de distribuição de energia. São apresentadas formas de investigar a estabilidade da bancada antes mesmos da realização dos testes.

Em [7], são apresentadas diferentes técnicas para fazer a interface entre o STR e o hardware sob teste para uma bancada que testará diferentes algoritmos de controle de unidades de Geração Distribuída que possam atuar como suporte de reativo para rede em que está conectada.

A interface torna possível criar no mundo real o que seria o equivalente a um barramento de uma rede elétrica simulada em ambiente digital. Para isto deve-se levar em conta a topologia da rede e o hardware em estudo pois aplicações especícas podem requerer interfaces com características especícas.

2.3.1 Interface de Potência (IP)

Como a bancada PHIL pode envolver potências na ordem de centenas de Watts até dezenas de MegaWatts, para a segurança do ensaio, é necessário que a interface física seja capaz de absorver ou injetar potência no equipamento sob teste de forma segura. Além disso ela deve ser apta a receber sinais de referência do STR e

sintetizá-los em seus terminais, sem que a potência ua pelo SDTR.

Em suma, a Interface de Potência funciona como um amplicador de potência, recebendo um sinal de baixa potência do SDTR e o amplicando em seus terminais. Através de seus sensores ele mede alguma grandeza do hardware e envia um sinal digital equivalente para o simulador. O sinal amplicado depende da aplicação que está sendo estudada, como abordado em [8]. Este trabalho se concentra no estudo de hardwares que envolvam fontes renováveis para estudos na área de Microrredes. Para isso convém usar uma interface que opere como fonte de tensão. Isto se dá porque é desejado que a interface simule nos seus terminais as formas de onda do Ponto de Conexão Comum entre a microrrede modelada no SDTR e o equipamento em teste.

A característica mais desejável da IP é que ela seja capaz de reproduzir os sinais de tensão e corrente amplicados com alta precisão e curtos transitórios, sejam estes na frequência fundamental (60Hz) ou componentes harmônicas de mais alta frequência. Isto signica que para tornar possível uma alta gama de ensaios o amplicador deve possuir uma resposta em frequência com ganho unitário numa ampla faixa de frequência ([9]).

Em [11] encontramos um breve estudo acerca de algumas das Interfaces de Po-tência mais comuns e de suas vantagens e desvantagens. Dentre as possíveis IP's as mais comuns na literatura são listadas abaixo.

Conversor Fonte de Tensão

Em geral, consiste num Conversor Back-to-Back, onde o reticador é alimentado pela rede de distribuição e controla a tensão no barramento CC enquanto o inversor é responsável pela amplicação de um sinal de referência proveniente do simulador. No inversor podemos aplicar diversas técnicas de controle permitindo que o con-versor opere como uma Fonte de Tensão ou uma Fonte de Corrente enquanto no reticador podemos aplicar controles para obter uma tensão CC com menos oscila-ções. Além disso, o hardware sob teste ca acoplado com a Rede de Distribuição permitindo que ela forneça ou receba potência do equipamento, o que deve ser le-vado em consideração na hora da implementação da bancada. Também pode ser utilizada uma Fonte CC na alimentação, não sendo necessário a implementação do reticador, simplicando a Interface.

Este tipo de conversor é bem comum na Eletrônica de Potência e apresenta-se como uma IP extremamente versátil podendo ser utilizada para simulações PHIL que alcancem níveis de potência de MW ([6]). Para casos de testes em redes a 3 os ele pode ser montado através de 3 pernas inversoras. Na Figura 2.3 podemos observar como a interface se encaixa na bancada experimental.

Figura 2.3: Circuito Trifásico de Conversor Back-to-Back como IP.

Existem diversos Algoritmos de Controle empregados nos conversores presentes na literatura. Em [8] são apresentados resultados comparativos entre diferentes controles de tensão no inversor para rastreamento de tensão.

Amplicador de Potência tipo Gerador

Outra forma de se criar uma interface entre os SDTR's e os equipamentos a serem testados é através de um Gerador Síncrono acionado por um Motor CC com circuito de excitação independente. Esta modalidade é utilizada quando se está interessado em simular em tempo real Transitórios Eletromagnéticos, onde o maior interesse é reproduzir o desempenho da inércia dos geradores.

A conexão e desconexão de cargas representam perturbações na frequência da onda de tensão gerada. Logo, é possível realizar ensaios para testar algoritmos de Regulação de Frequência dos geradores para estudo de estabilidades em sistemas interligados [11].

Amplicador de Potência Linear

Este Amplicador se diferencia dos outros por utilizar circuitos eletrônicos cha-veados para amplicar o sinal desejado. Diferente das Interfaces controladas, apre-sentadas anteriormente, esta é uma Interface programada. Isto pode ser feito pela IHM do equipamento ou digitalmente via protocolos de comunicação. Algumas de suas vantagens são possuir uma alta largura de banda, baixo tempo de resposta e alta resolução. Apesar disso, o custo por kW da interface é o mais elevado dentre as citadas.

Amplicador Carga Eletrônica

Em geral desejamos que a Interface trabalhe com valores de corrente alternada porém ela também pode ser em corrente contínua. Para isso utiliza-se uma carga eletrônica programável que atua simulando no mundo real o barramento CC de um determinado ponto de rede ou o elo CC de um conversor. Este segundo é vantajoso pois facilita o teste de fontes de geração distribuída em corrente contínua, como por exemplo Geração Solar e Células Combustíveis. Com isso alimenta-se na simulação valores contínuos e, dentro da simulação, implementa-se o inversor respon-sável pela adequação dos sinais de tensão e corrente para conexão segura com a rede.

2.3.2 Algoritmo de Interface

Como dito na Seção 2.3, durante os ensaios PHIL temos como objetivo reproduzir no mundo real algum cenário de rede simulado. Um dos pontos cruciais para que o ensaio forneça resultados precisos é garantir que os sinais de tensão e corrente equivalentes na simulação e no mundo real sejam o mais semelhantes possíveis. Quando analisamos o loop de simulação do ensaio PHIL percebemos que ocorre a transformação de um sinal analógico para digital, chamado Discretização. Nele, o sinal, que antes era representado no tempo contínuo, começa a ser representado no tempo discreto, ou seja, dividido em amostras discretas defasadas no tempo de acordo com o período de amostragem. Durante esse processo, intrinsecamente, ocorre um atraso inversamente proporcional à frequência de amostragem do processo de medição e que pode levar os ensaios PHIL a não fornecer valores precisos.

Além da discretização também existem atrasos relativos ao tempo de resposta das IP's, dos sensores e do passo de simulação do SDTR. Caso a soma desses atrasos seja próxima a uma parcela consideravel da onda fundamental de operação a bancada pode se tornar instável [6]. Uma forma de aumentar a segurança e estabilidade dos ensaios é utilizando o Algoritmo de Interface mais adequado para o ensaio proposto. Estes algoritmos podem ser implementados através de blocos de processamento de sinais no lado da simulação. Na Figura 2.4 podemos ver como ele é implementado no ambiente virtual.

Em [6] são apresentados diversos IA's e estudos acerca da estabilidade da bancada de ensaio. Esta é investigada através da análise da função de transferência do circuito representado pela conexão hardware-software. Nas próximas seções serão explicados três deles para criar uma base para a montagem da bancada PHIL além da compreensão para estudar a sua estabilidade.

Figura 2.4: Implementação do bloco IA na simulação. Ideal Transfomer Method - ITM IA

Este método é o mais simples pois, diferente dos algoritmos subsequentes, não é feito a implementação de nenhum Algoritmo propriamente dito. Seu nome é baseado no modelo ideal de um transformador. Para o caso em que a IP amplica a potência de um sinal de tensão, temos um circuito representado na Figura 2.5. Podemos notar a presença de alguns outros blocos representando as funções de transferência dos equipamento da bancada além dos componentes de circuito convencionais 2.6.

ˆ Td - Função de Transferência que compensa o atraso devido à discretização

dos sinais.

ˆ Tf f - Função de Transferência que representa a banda de passagem do

Am-plicador de Potência e sua modelagem e estratégia de controle é o foco deste trabalho e será detalhada no capítulo subsequente.

ˆ Tf b - Função de Transferência do sensor de corrente.

Antes da montagem da bancada PHIL é necessário estudar a estabilidade dos ensaios. Isso pode ser feito através da análise da função de transferência do circuito da Figura 2.5 onde a entrada é Vabc e a saída é a corrente do hardware sob teste Iabc.

É bom pontuar que Vg e Zrede são o Equivalente de Thévenin visto daquele ponto da

rede e variam de barramento para barramento numa microrrede. Através de Análise de Circuitos podemos chegar ao diagrama de blocos representado na Figura 2.6.

E do diagrama de blocos da Figura 2.6 podemos encontrar a função de trans-ferência em malha aberta, descrita pela equação 2.1. Para analisar a estabilidade da bancada deve-se aplicar o Critério de Estabilidade de Nyquist na sua função de transferência. Pelo Diagrama de Nyquist analisam-se os pólos do sistema em Malha

Figura 2.5: Exemplo do Algoritmo de Interface Ideal Transformer Model (ITM IA).

Figura 2.6: Diagrama de Blocos do ITM IA.

Fechada através da função de transferência em Malha Aberta. Por inspeção, é possí-vel observar a localização dos pólos do sistema no plano complexo, dá conhecimento sobre o tempo de resposta da bancada, através dos pólos no eixo real, e se existirá algum modo oscilante, através dos pólos no eixo imaginário.

GM A,IT M =

ZRede

ZAmp+ ZHard

TF BTDTF F. (2.1)

ITM IA com Filtragem de Feedback

Como dito em [12] uma forma de melhorar o método supracitado é através da adição de um ltro passa-baixa digital dentro da simulação. Este algoritmo é cha-mado ITM IA com Filtragem de Feedback e todas as análises feitas no método em que ele se baseia são exatamente equivalentes. Assim, analisando seu circuito na Figura 2.7 encontramos a função de transferência descrita em (2.2).

GM A,IT M lpf = ZRede ZAmp+ ZHard TF BTDTF F 1 tlpfs + 1 . (2.2)

A diferença visível no Diagrama de Nyquist deste método para o que ele se baseia é que a região representada pela trajetória dos pólos é achatada. Isso signica

Figura 2.7: Diagrama do ITM IA com Filtragem de Feedback.

que o tempo de resposta diminui, assim como os modos oscilantes do sistema tem frequência e amplitude menores, ou seja, a bancada torna-se mais estável com a adição desta ltragem.

Damping Impedance Method - DIM IA

Este é o método mais complexo e de difícil implementação porém é o que fornece os resultados com maior precisão. Na Figura 2.8 podemos notar que neste método o hardware sob teste envia ao SDTR seus valores medidos de tensão e corrente, o que também acarreta o aumento de custo para montar a bancada devido a adição de novos sensores.

Figura 2.8: Exemplo do Algoritmo de Interface Damping Impedance Method (DIM IA).

Através dele pode-se encontrar a equação 2.3 que torna possível o estudo da estabilidade da bancada PHIL.

GM A,DIM =

ZRede(Z∗− Zhard)

(Zhard+ ZAB)(Zrede + ZAB + Z∗)

TF BTDTF F (2.3)

Este método só é possível caso a Impedância Zhard seja conhecida. Isto pode ser

como por conhecimento prévio da topologia da rede e o cálculo do seu equivalente como por uma técnica utilizada para estimar impedância de Redes Elétricas em tempo real, o que torna a bancada ainda mais estável. Isto é feito através da injeção de pequenos pulsos de ruído aleatório. Medindo a corrente que é injetada no dispo-sitivo e a queda de tensão que ela produz pode-se calcular a sua impedância. Em [6] é citada uma metodologia em que os cálculos de impedância são feitos num DSP exclusivo se comunicando síncronamente com o STR e o Amplicador de Potência para atualizar continuamente o valor de Z∗_.

2.4 Conversor Fonte de Tensão Trifásico

O Conversor Fonte de Tensão, também conhecido pela sua sigla em inglês VSC (Voltage Source Converter), tem como principal função fazer a conversão de uma tensão em corrente contínua para corrente alternada e vice-versa. Eles são larga-mente utilizados em aplicações de fontes renováveis com baixos níveis de potência, na ordem de kW, mas também podem ser utilizados em circuitos que envolvem ele-vadas potências, na ordem de MW, como em sistemas de transmissão VSC-HVDC (Voltage Source Converter-High Voltage Direct Current).

No caso de fontes renováveis os VSC's são necessários pois a intermitência de fontes como eólica representam uma variação na potência gerada diminuindo con-sideravelmente a sua eciência quando conectada diretamente à rede. Para fontes intermitentes em corrente contínua o conversor deve ser capaz de controlar as gran-dezas CC e inverter o sinal para CA em sincronia com a rede. Na geração eólica pode-se utilizar dois VSC's num conversor Back-to-Back de forma a realizar a co-nexão da geração eólica com controladores que extraem a máxima potência.

Além das suas aplicações de geração de energia eles também podem possuir diversas outras funcionalidades. Eles podem ser utilizados para dar suporte à frequência e a tensão no ponto em que está conectado, atuando não só somente como um elemento alimentador da rede. Podem também ser utilizados em ltros ativos que compensam harmônicos em determinado ponto da rede e atuar até mesmo como um equipamento para tornar a transmissão de energia mais exível e controlável através dos dispositivos FACTS (do inglês Flexible Alternate Current

Transmission System). Com o desenvolvimento das pesquisas em Eletrônica de Potência cada vez mais surgiram novas topologias de conversores e de controle.

Uma possível topologia deste conversor está na Figura 2.9. Ele é composto por 6 chaves de potência IGBT's (do inglês, Insulated Gate Bipolar Transistor) e 6 diodos em antiparalelo. Estas chaves são dispositivos controlados que através de técnicas de chaveamento podemos modular os sinais de tensão na entrada e na saída do conversor. Na Figura 2.9 o VSC opera como um inversor, recebendo uma tensão em corrente contínua e transformando-a em corrente alternada. O momento dos disparos é gerado por um circuito de disparo que utiliza índices de modulação mabc

para induzir tensões proporcionais a tensão de alimentação no lado CC conforme as Equações 2.4. No lado CC pode ser utilizada tanto uma fonte de tensão controlada como uma fonte de corrente. Nas aplicações de fontes intermitentes considera-se uma fonte de corrente variável e o valor de VDC deve ser controlado.

Figura 2.9: Topologia básica de um VSC operando com Inversor

Vta(t) = ma(t)VDC₂ − Ronia(t)

Vtb(t) = mb(t)VDC₂ − Ronib(t)

Vtc(t) = mc(t)VDC₂ − Ronic(t)

(2.4)

O uso de uma fonte de tensão CC controlada é vantajoso pois a presença de ruí-dos de tensão são reduziruí-dos. Vt,abc(t)também sofrem uma pequena queda de tensão

Algoritmo de Controle desenvolvido no Capítulo 3. Além disso, o conhecimento do valor desta resistência também é importante para os estudos de perdas por chavea-mento em conversores de potência de forma a dimensionar mecanismos de dissipação de calor e evitar sobreaquecimento do equipamento. O valor desta resistência é bem pequeno e mesmo em conversores de baixa potência seus valores não ultrapassam algumas dezenas de mΩ.

O termo m(t) é chamada de índice de modulação e quanto mais eciente o conver-sor utilizado mais semelhantes seus formatos de onda serão parecidos com Vt(t). Com

o avanço da Eletrônica de Potência tem sido possível a sintetização das mais varia-das formas de onvaria-das nos terminais do conversor além de possuir distorções cada vez menores. Para aplicações de geração de energia deseja-se um baixo THD, enquanto ltros ativos necessitam sintetizar ondas com diferentes componentes harmônicas. Para aplicações em que o VSC esteja conectado a uma rede os índices de modulação devem ser funções senoidais sincronizadas com os sinais tensão medidos no ponto de conexão com a rede (Seção 2.5).

Como dito na Seção 2.3.1, a bancada PHIL necessita de um Amplicador de Potência e, como visto em [13], uma boa opção para quando a IP amplicará sinais de tensão é o conversor VSC. Ele pode ser utilizado desta forma pois receberá sinais de baixa potência do SDTR, que funcionarão como os sinais de modulação mabc(t)

do conversor. Em [14], encontramos o desenvolvimento do controle de uma possível IP utilizando um VSC.

2.4.1 Modulação PWM Senoidal (SPWM)

Para que a operação do conversor como um inversor seja possível de ser contro-lada utiliza-se uma estratégia para a determinação dos momentos em que as chaves de potência abrem e fecham chamada Pulse Width Modulation (PWM). Ela con-siste de uma lógica de comparação entre uma função portadora e uma função de referência senoidal. A portadora utilizada pode ser uma função triangular ou dente de serra que varia entre valores de 1 a -1 e deve possuir frequência muito maior que a da onda que queremos sintetizar, no mínimo 10 vezes [24]. Para os conversores possuírem alta resolução das ondas sintetizadas as ondas portadoras podem chegar a dezenas de kHz porém deve-se ponderar o quão elevada ela pode ser visto que frequências extremamente elevadas aumentam as perdas do conversor e diminuem a sua eciência.

Pela Figura 2.9, podemos ver que para cada fase do lado CA do conversor existem 2 chaves de potência. Elas podem ser comandadas pela mesma referência, fechando e abrindo de forma oposta. Quando uma está fechada a outra está aberta e vice-versa. Isso garante que a modulação consiga sintetizar valores positivos e negativos.

Deve-se atentar que caso as chaves de uma fase fechem ao mesmo tempo ocorrerá um curto circuito, danicando o conversor. Para evitar isto pode-se estabelecer uma margem de segurança onde a chave não conduzirá. Este mecanismo é chamado de Dead-Band e pode ser implementado no driver do conversor ou diretamente nos microcontroladores.

Para compreender como o chaveamento ocorre e descrever suas equações pode-mos analisar a Figura 2.10, o gráco da onda portadora com a de referência. Logo abaixo pode-se visualizar o gráco das tensões resultantes do chaveamento.

Figura 2.10: Onda do chaveamento SPWM.

Pode-se generalizar o valor da tensão sintetizada pelo conversor em função da tensão VDC.

ˆ Módulo Onda Referência > Módulo Onda Portadora:

Vt(t) =

VDC

2 (2.5)

ˆ Módulo Onda Referência < Módulo Onda Portadora:

Vt(t) =

−VDC

2 (2.6)

Pode-se perceber que a onda sintetizada pelo conversor é pulsada, muito diferente da senóide desejada. Devido a alta frequência de chaveamento a onda pulsada possui valor médio muito próximo ao valor da onda de referência. Este valor pode ser calculado usando 2.7. Vmedio = 1 Ts Z Ts 0 f (x)dx (2.7)

Onde Ts é o período da onda portadora. Com isso a sintetização das tensões

trifásicas é realizada nos terminais do conversor, porém, altamente poluída com componentes harmônicas, característico de uma onda pulsada. Na Figura 2.11 po-demos observar tensão terminal do conversor. Ela foi traçada usando o software Simulink/Matlab e obtida na simulação de um VSC utilizando frequência de chave-amento de 2 kHz.

Figura 2.11: Formas de ondas do chaveamento SPWM.

Usando a ferramento para cálculo de distorções harmônicas do software foi cons-tatado um valor de THD de 93,60%. Para aplicações que não envolvem motores elétricos esta forma de onda foge completamente qualquer padrão de qualidade já

proposto. Para que seja possível que o conversor entre em operação usam-se ltros passa-baixa de forma a atenuar as componentes de alta frequência provenientes do chaveamento.

2.4.2 Filtro de Saída

A escolha do ltro varia de acordo com a aplicação em que o VSC está inserido. Eles podem ser ltros L, LC ou LCL, quando falamos de aplicações dentro da área de Eletrônica de Potência. Utilizando a simulação da Seção 2.4.1 podemos observar na Figura 2.12 a distribuição do espectro harmônico da onda gerada. Nota-se que ela possui diversos harmônicos em torno da sua frequência de chaveamento e seus múltiplos.

Figura 2.12: Espectro harmônico da onda induzida nos terminais do VSC. Para o controle proposto pelo trabalho o ltro utilizado é o LC, e possui o circuito presente na Figura 2.13 e Função de Transferência das tensões descrita por 2.8, onde RL é a resistência intrínseca do indutor. Durante o desenvolvimento do controle, no

Capítulo 3 será explicado o motivo de sua utilização.

Vout(s) Vin(s) = 1 LC s2_{+ s}RL L + 1 LC (2.8) Este ltro, quando projetado de forma correta, consegue atenuar as altas frequências provindas do chaveamento sem problemas. Porém, como ele possui 2 elementos passivos e armazenadores de energia, quando a impedância destes casam (possuem o mesmo módulo) ocorre o fenômeno da ressonância. Isso faz com que ruídos de alta frequência sejam amplicados, o que não é atrativo para o funcionamento do conversor. Podemos calcular a frequência de ressonância do ltro por 2.9.

fres=

1

2π√LC (2.9)

Na Figura 2.14 podemos encontrar um diagrama de bode de um Filtro LC com ressonância perto de 1 kHz e que podemos ver a sua característica de ltro passa-baixa.

Existem técnicas para amortecer este fenômeno podendo ser ativas, presente dentro do algoritmo de controle, ou passivas, pela conguração do circuito do ltro.

2.5 Phase-Locked-Loop

Nos estudos envolvendo Eletrônica de Potência frequentemente é necessário sin-cronizar o conversor estudado com a rede. Para isto é necessário um algoritmo de rastreamento da fase do sistema. No controle desenvolvido neste trabalho é comum a referência de fase ser gerada internamente no conversor, porém para o caso do en-saio PHIL este algoritmo se faz necessário para que o conversor sintetiza no mundo real sinais sincronizados com a simulação digital em tempo real. Estes algoritmos são chamados de Phase-Locked-Loop (PLL) e possuem diversos tipos presentes na literatura.

Apesar de cada um ter uma abordagem diferente eles podem ser generalizados num pequeno diagrama de blocos, presente na Figura 2.15.

Figura 2.15: Diagrama de Blocos generalizado dos PLL's.

O bloco Phase Detector serve para calcular o erro do sinal produzido. Como a realimentação pode apresentar ruídos de alta frequência, na sua sequência, utiliza-se o bloco Low-Pass Filter. O bloco Voltage Controller Oscillator tem como objetivo gerar um sinal CA em fase com a entrada e realimentar esse valor no Phase Detector fechando a malha de controle. Na Seção 3.3.1 será apresentado o algoritmo utilizado neste trabalho.

2.6 Transformada de Park e Referencial Síncrono

Como dito na Seção 2.4, o conversor deste trabalho será trifásico. Porém, realizar o controle no referencial convencional do tempo contínuo não é prático. Isto porque as fases são acopladas entre si, o que faz com que a rejeição a pertubações e o projeto dos controladores não seja trivial. Além disso, o rastreamento de sinais senoidais também não são feitos facilmente.

A Transformada de Park é um artifício matemático que realiza uma transforma-ção do vetor que representa as tensões senoidais trifásicas para um vetor de valores constantes na frequência fundamental. Estes novos eixos são ortogonais entre si e giram com determinada frequência angular, como visto na Figura 2.16.

Figura 2.16: Representação das Fases ABC e dos eixos Direto e Quadratura. Caso o eixo Direto esteja sincronizado com a tensão da fase A os valores de tensão direta e quadratura se tornam constantes. Para que isso seja possível utiliza-se na sua matriz de transformação (2.10) a fautiliza-se do sistema que em questão. Ele está representado pela função φ(t) é obtido pelos algoritmos descritos na Seção 2.5.

T (φ(t)) = 2 3

"

cos(φ(t)) cos(φ(t) − 2π₃ ) cos(φ(t) −4π₃ ) sin(φ(t)) sin(φ(t) −2π₃ ) sin(φ(t) −4π₃ ) #

Capítulo 3

Estratégia de Controle

Neste capítulo será explicado o Controle desenvolvido neste trabalho. Como ob-jetivo deste trabalho é investigar a utilização de um VSC trifásico como amplicador de potência. Para isto é necessário projetar um controle que seja capaz de rastrear sinais senoidais de tensão. Para isso pode-se utilizar 2 malhas de controle em cas-cata, onde a malha interna controla a corrente do conversor e a externa controla a tensão gerando uma referência para o controlador da malha interna. No contexto da transição energética, um modo de operação que tem se familiarizado é o ilhamento de microrredes dos ramais de distribuição. Para que isso seja possível é necessário o uso de um conversor que imponha os valores de tensão e frequência da rede ilhada em substituição ao ponto de conexão com o ramal. Neste modo de operação o conversor é chamado de Conversor Formador de Rede e atua gerando os valores referência da rede e dando suporte nos momentos de conexão e ilhamento [15]. Com o aumento da Geração Distribuída este modo será cada vez mais viável economicamente porém é uma tecnologia que ainda está em desenvolvimento e não possui regulamentação denida pela ANEEL.

O controle é projetado no referencial síncrono (Seção 2.6). Isto implica que os valores trifásicos de tensão e corrente poderão ser representados por dois valores constantes, dos eixos direto e em quadratura. Para a exatidão da transformada, é necessário um PLL 2.5 que forneça a referência de fase das tensões terminais do conversor, o mais preciso possível. O desenvolvimento do PLL utilizado será detalhado em 3.3.1. Neste trabalho o controle deve ser apto a rastrear valores constantes, por isso os controladores utilizados são do tipo Proporcional-Integral. Ele é capaz de rastrear sinais de referência constante, assim como zerar o erro em regime permanente. Além disso, também, é capaz de rejeitar perturbações nos terminais.

Apesar da facilidade de se projetar os controles no referencial, os seus eixos são acoplados, logo qualquer alteração no sinal de um dos eixos gera uma perturbação no outro. Para evitar isto, é necessário realizar compensações no diagrama de

con-trole que possam ser determinadas através das equações do conversor no referencial síncrono.

Como o controle é feito em cascata é necessário projetar a malha interna primeiro. Os seus resultados são aproveitados para o projeto da malha externa. Na Figura 3.1 podemos ver o circuito completo do conversor e seu ltro de saída. Na Seção 4.1 serão apresentadas as especicações do conversor utilizado, além de comentários sobre suas características e projeto.

Figura 3.1: Circuito do Conversor.

Nos subcapítulos subsequentes são apresentados o passo-a-passo do projeto dos controladores e as metodologias utilizadas, assim como resultados de simulações feitas no Simulink/Matlab.

3.1 Malha Interna - Controlador da Corrente

Esta malha de controle é projetada levando em consideração apenas a dinâmica do indutor. O equivalente monofásico do circuito da malha interna está na Figura 3.2, nela o conversor é conectado a uma Rede Elétrica genérica e, através do algo-ritmo de controle, a tensão vt,dq(t) é alterada de forma a controlar a corrente do

conversor.

Para o projeto dos controladores é necessário encontrar uma função de trans-ferência que modele o nosso sitema. Utilizando a Lei das Malhas de Kirchho no circuito abaixo, podemos encontrar a equação que modela o sistema estudado no domínio do tempo:

Figura 3.2: Circuito para projeto da Malha de Corrente.

vt,dq(t) − vg,dq(t) = L

didq(t)

d.t + RL.idq(t) (3.1) Aplicando a Transformada de Laplace, transferimos (3.1) do domínio do tempo para o da frequência, onde é feito o projeto dos controladores.

Vt,dq(s) − Vg,dq(s) = LsIdq(s) + RL.Idq(s), (3.2) Vt,dq(s) − Vg,dq(s) = Idq(s).(Ls + RL), (3.3) Idq(s) = Vt,dq Ls + RL − Vg,dq Ls + RL . (3.4)

Com isso encontramos (3.4) que representa a Função de Transferência da planta em Malha Aberta, que é representada por um atraso de primeira ordem com ganho proporcional à tensão terminal Vt,dq (uma função de mabc(t) e VDC₂ ). O sistema

em malha fechada deve ter como entrada Vt,dq e saída as correntes Idq, onde o

sinal rastreado será um sinal constante devido ao referencial síncrono. O sinal de atuação será proveniente de um controlador Proporcional-Integral, que para sistemas de 1ª ordem é suciente para rastrear um sinal constante e zerar o erro em regime permanente.

P I(s) = Kps + Ki

s . (3.5)

A tensão Vg(t) é considerada uma perturbação no sistema e não altera o projeto

do controlador. De 3.4 podemos montar o diagrama de controle do sistema em malha fechada com o controlador utilizado, como visto na Figura 3.3.

Cancelamento dos Pólos. Nela os ganhos dos controladores devem ser funções dos parâmetros do sistema de forma a cancelar um dos pólos do sistema em malha fe-chada. Com isso o sistema realimentado será simplicado e terá sua ordem reduzida e será um sistema de 1ª ordem. Os valores também dependem de um parâmetro τi que é a constante de tempo desejada da malha de corrente e seus valores variam

entre 0,5 e 5 ms, dependendo da aplicação e característica do conversor. Os valores dos ganhos do controlador podem ser calculados aplicando (3.7) e (3.8).

Isaida(s) Iref (s) _mf = (Kps+Ki s )( 1 Ls+Rl) 1 + (Kps+Ki s )( 1 Ls+Rl) , (3.6) Kp = L τi . (3.7) Ki = RL τi . (3.8)

Com isso o zero do controlador se anula com o pólo da planta deixando apenas a constante de tempo da malha na função. Assim, a função de transferência da malha de corrente pode ser representada por 3.9, uma função de atraso de primeira ordem com constante de tempo igual a τi.

Isaida(s) Iref (s) _mf =

1 τis + 1

(3.9) Para implementar o desacoplamento é necessário deduzir termos para adicionar no diagrama de controle. Para saber quais são esses termos deve-se modelar o conversor no referencial em utilização. Para isso aplica-se a Transformada de Park 2.10 no vetor das tensões trifásicas do sistema.

Ldia(t) dt = RL.ia(t) − vta(t) + vga(t) Ldib(t) dt = RL.ib(t) − vtb(t) + vgb(t) Ldic(t) dt = RL.ic(t) − vtc(t) + vgc(t) (3.10)

Em [16] há o desenvolvimento completo das equações. Através de manipulações algébricas é calculada uma função de Vt,dq(t) que anule a inuência entre os eixos.

Estes termos funcionam como compensações diretas dos sinais medidos.

Vtd(t) = ud(t) − Lω0iq(t) + Vsd(t) (3.11)

Vtq(t) = uq(t) + Lω0id(t) + Vsq(t) (3.12)

Podemos representar o Diagrama de Controle da Malha de Corrente pela Figura 3.4. Nela está representada o diagrama implementado no software Simulink/Matlab para testar o controle de corrente. Podemos observar a disposição dos caminhos de

desacoplamento se somando ao sinal de atuação do controlador conforme denido por (3.11) e (3.12).

Figura 3.4: Malha de Corrente Equivalente.

3.1.1 Resultados Parciais de Simulação da Malha Interna

Para testar o controle da malha interna foi realizada uma simulação de forma a garantir que os componentes do circuito e do controle projetados corretamente. A memória de cálculo dos componentes está presente no Capítulo 4. Os parâmetros adotados são apresentados abaixo.

L = 6mH, (3.13)

RL= 200mΩ, (3.14)

τi = 5ms, (3.15)

ω0 = 377rad/s. (3.16)

A simulação segue o seguinte passo-a-passo:

ˆ A simulação é iniciada com as referências zeradas (Id,ref = 0 e Iq,ref = 0).

ˆ Em t = 0, 3s mudamos a referência Id,ref = 0, 5pu.

ˆ Em t = 0, 5s, Iq,ref = 0, 5pu.

Os resultados podem ser observados nas Figuras 3.5. Os resultados são condizen-tes com o esperado. Podemos perceber que a corrente de saída rastreia satisfatoria-mente a corrente de referência nos dois eixos e podemos perceber que no momento em que há uma alteração na referência de um eixo, no outro não há alteração do valor de saída, logo os eixos foram desacoplados de forma correta e podemos pros-seguir para o projeto da malha externa. O único comportamento que o conversor

não apresenta satisfatório é um overshooting na sua inicialização. Ele representa o tempo do controlador atuar elevando Vt até um valor próximo de Vg(t). Para saber

a constante de tempo os dados obtidos na simulação foram exportados em forma de uma lista. O valor que mais se aproxima de 63% do valor nal de 0.5pu é em torno de 5ms, validando o projeto.

(a) Corrente no Eixo Direto.

(b) Corrente no Eixo em Quadratura.

Figura 3.5: Resultados da Simulação da Malha de Corrente.

3.2 Malha Externa - Controlador da Tensão

Esta malha tem como objetivo controlar a tensão de saída Vg,dq(t)no capacitor do

ltro de saída. Nesta malha também deve ser considerada o circuito nal da bancada para validar plenamente o projeto. Como a bancada tem como ideia somente validar a proposta do ensaio PHIL o conversor alimentará uma carga resistiva pura. Os cálculo das grandezas utilizadas na simulação são apresentados no Capítulo (4).

O conversor deve sintetizar nos seus terminais sinais senoidais controlados e de acordo com as referências estipuladas. No ensaio PHIL estes sinais de referência são enviados pelo SDTR. Na Figura 3.6 podemos ver o circuito para a modelagem da planta.

Figura 3.6: Circuito para projeto da Malha de Tensão.

O passo-a-passo é semelhante ao feito na malha interna. Utilizando a Lei dos Nós, e aplicando a Transformada de Laplace, podemos encontrar uma função de transferência para Vg,dq(t). CdVg,dq dt = idq(t) − icarga,dq(t) (3.17) Vg,dq(s) = Idq(s) Cs − Icarga,dq(s) Cs (3.18)

A corrente de carga Icarga,dq(t) é considerada uma perturbação para o sistema

pois espera-se que para diversos valores de corrente, o conversor consiga controlar a sua tensão de saída. Considerando a modelagem da planta e a representação da malha interna podemos observar o diagrama de controle na Figura 3.7. O sinal de atuação do controlador da malha externa atua como um gerador do sinal de referência para a malha interna de corrente (I∗

ref,dq(t)). A malha externa de tensão

é um integrador, adicionando mais um pólo ao sistema realimentado. Utilizando o controlador PI o sistema em malha fechada resultante será de 3ª ordem. Isto faz com que o projeto do controlador não possa ser feito da mesma forma que a malha interna.

2ª ordem: O Método da Amplitude Ótima e Método Simétrico Ótimo. A escolha do método mais adequado depende da planta a ser controlada. Pela Figura 3.7 podemos ver que a planta é representada por uma função de 1ª ordem em cascata com um integrador. Para sistemas desse tipo o método mais indicado é o Simétrico Ótimo [17].

3.2.1 Método Simétrico Ótimo

O Método Simétrico Ótimo [17] é um método para ajustar parâmetros de uma malha de controle de forma que o ganho em frequência do sistema seja unitário numa ampla faixa de frequência. Para que o Método seja aplicável, a constante de tempo da malha de corrente deve ser mais que 10 vezes maior que o tempo de integração da planta da malha externa. Observando a Figura 3.7 podemos ver que o capacitor cumpre o papel de integrador enquanto a função equivalente da malha de corrente o atraso de primeira ordem. Com isso o método se encaixa para o projeto do controlador.

Para que o Método funcione corretamente também é necessário que o controlador utilizado introduza um polo na origem, o que o controlador PI também é capaz. O método é mais facilmente projetado caso seja considerada a equação do PI em função do ganho proporcional e o tempo de integração projetado 3.19.

P I(s) = Kp(

1 + sTi

sTi

) (3.19)

Segundo o Método, a malha será estável através do seguinte ajuste: o tempo de integração deve ser quatro vezes maior que o parâmetro τi (denida no projeto da

malha interna) de forma que a dinâmica da malha externa seja sucientemente mais lenta que a da interna. O ganho proporcional é calculado de forma que o ganho em malha aberta seja unitário. Assim, como visto em [17], a função de transferência ótima do sistema será representada por (3.20), uma função da constante de tempo da malha interna. Comparando ela com a função de transferência em malha fechada da Figura 3.7 podemos encontrar a função do ganho proporcional do controlador.

Vsaida(s) Vt(s) otimo = 1 + s4τi 1 + s4τi+ s28τi2+ s38τi3 , (3.20) Kp = C 8τ2 i , (3.21) Ti = 4τi. (3.22)

para uma resposta em degrau um overshooting de cerca de 43,4%. Isso pode repre-sentar um risco para a operação do conversor. Para que isso seja contornado pode-se adicionar na entrada de referência da malha externa de controle um pequeno atraso de valor igual ao tempo de integração do controlador, ou seja, 4τi. Com esse atraso

o overshooting pode ser minimizado a 8% do valor nominal tornando a operação do controle satisfatória.

Além da adição deste atraso também devemos adicionar as realimentações para o desacoplamento dos eixos. Para isso usamos o mesmo passo-a-passo da malha interna, porém, de (3.17). CdVg,a dt = ia(t) − icarga,a(t), (3.23) CdVg,b dt = ib(t) − icarga,b(t), (3.24) CdVg,c dt = ic(t) − icarga,c(t). (3.25) Aplicando a Transformada de Park e considerando que a perturbação do sis-tema é a corrente de carga, encontramos as equações de desacoplamento e podemos representar o diagrama completo do controle implementado pela Figura 3.8.

id,ref(t) = µd(t) − CωVg,q(t) + icarga,d(t), (3.26)

iq,ref(t) = µq(t) + CωVg,d(t) + icarga,q(t). (3.27)

3.3 Validação do Controle via Simulink/Matlab

Para a validação do controle da malha externa, e do conversor como um todo, foram realizadas simulações do conversor alimentando uma carga puramente resis-tiva com metade do valor de impedância base do sistema, ou seja, o conversor opera com corrente superior a 1 pu. Isto não representa uma ameaça ao conversor e será explicado na Seção 4.1. Para testar o desempenho dinâmico foram realizadas simu-lações onde o conversor parte do estado de repouso e altera os valores das tensões de referência. A simulação seguiu o seguinte passo-a-passo:

ˆ Inicia-se a simulação com as referências zeradas (Vdq,ref = 0).

ˆ Em t = 0, 05s altera-se Vd,ref = 0, 9pu.

ˆ Em t = 0, 3s altera-se Vd,ref = 0, 65pu.

ˆ Em t = 0, 5s altera-se Vd,ref = 0, 95pu.

ˆ Em t = 0, 8s altera-se Vq,ref = 0, 5pupara vericar o desacoplamento entre os

eixos.

Os parâmetros utilizados na simulação são apresentados abaixo e seus os cálculos são apresentados na Seção 4.1.2.

L = 6mH, (3.28) RL= 0.2mΩ, (3.29) C = 22µF, (3.30) Pbase= 200V A, (3.31) Vbase= 15V, (3.32) Ibase = 4, 44A, (3.33) Zbase = 3, 375Ω, (3.34) Zcarga= 1, 69Ω. (3.35)

Observando os grácos da Figura 3.9 podemos observar as tensões dos dois eixos. Podemos observar que a curva vermelha, nosso degrau de referência com um atraso de 1ª ordem, e a curva azul, nosso sinal de saída. A onda de saída possui ruídos po-rém pequenos o suciente para que não representem uma ameaça ao funcionamento do conversor. Pode-se vericar que o desacoplamento entre os eixos foi atingido pois as alterações de referência nos eixos não gera uma perturbação signicativa

no outro. Podemos observar o surgimento de ruídos nestes momentos mas que não representam uma ameaça à operação do conversor para situações de análises em regime permanente. Caso seja de grande interesse sinais de baixo THD isto poderia comprometer os resultados.

(a) Tensão no eixo Direto.

(b) Tensão no eixo Direto no Transitório 1.

Figura 3.9: Tensões nos Eixos Direto e em Quadratura.

Na Figura 3.10 podemos perceber que este ruído é oscilante como uma senoide e está ligado com a ressonância do ltro. Podemos observar, também, que a onda de saída se aproxima da função do atraso inserido no sinal de referência. Isto nos dá um resultado parecido com o obtido na malha interna. Neste caso o nosso sistema realimentado pode ser representado por um atraso de 1ª ordem com atraso igual a 4τi. Isto é importante pois torna possível a adição de outras malhas em cascata de

Figura 3.10: Transitório de Tensão no eixo em Quadratura.

Pelos resultados expostos podemos concluir que os transitórios são feitos de forma suave e não há perda de controle mesmo tendo sucessivas variações em curtos espaços de tempo indicando que o controle foi projetado corretamente para a operação como um Conversor Formador de Rede, logo pode ser utilizado como Interface de Potência para o ensaio PHIL com limitações no seu tempo de resposta. Na Figura 3.11 pode-se obpode-servar as ondas de tensão trifásica.

(a) Tensões durante a simulação.

(b) Transitório das Tensões.

Figura 3.11: Tensões Trifásicas ABC.

3.3.1 Implementação PLL

Existem diversos algoritmos de PLL's conhecidos na literatura podendo ser mo-nofásicos ou trifásicos. Neste trabalho, foi utilizado um algoritmo simples conhecido como SRF-PLL [15] que possui somente uma Transformada de Park e um Contro-lador PI. Na Figura 3.12 é apresentado o seu diagrama de blocos.

A ação integradora do Controlador faz com que a componente Vq seja levada a zero fazendo com que Vd esteja sincronizado com o sinal de entrada. Se o sinal de entrada não estiver normalizado o valor de Vd é o mesmo que o valor de pico das