une large bande de fréquence. Cependant cette antenne réseau est bidirectionnelle et la moitié du rayonnement est inutilisée. Ce problème est résolu par l’ajout d’un réflecteur métallique à l’arrière de l’antenne. Le réflecteur métallique est généralement placé à une distance d’un quart de longueur à la fréquence centrale de la bande passante considérée.
Ce choix permet d’obtenir une bonne adaptation de l’antenne avec une faible dégra- dation du gain. Ce réflecteur métallique est cependant optimal uniquement dans une bande de fréquence réduite. Un compromis est donc nécessaire entre le gain désiré et la bande passante.
Figure 4.1 – Réseau connecté linéaire [2]
L’objectif de ce chapitre est d’associer ce type de réseaux à des réflecteurs particuliers pour présenter de nouvelles fonctionalités, de mettre en avant les différentes applications possibles par l’utilisation de réflecteurs particuliers. La position du réflecteur métallique traditionnel n’est adéquate que sur une bande passante limitée notamment lorsqu’un balayage électronique est nécessaire. Nous allons montrer que l’utilisation de SHI comme réflecteur particulier permet d’augmenter la bande passante de l’antenne réseau, de réaliser une sélectivité de la bande passante tout en ayant la capacité à la déplacer.
L’objectif est d’intégrer différentes fonctionnalités à l’antenne réseau à l’aide de ces nouveaux réflecteurs. L’antenne réseau considérée dans ce chapitre est une antenne auto- complémentaire connectée possédant l’une des plus grandes bandes passantes connues [86]. Une étude des différents phénomènes physiques observés est réalisée et appuyée par un modèle analytique tenant compte de l’antenne réseau au-dessus d’un réflecteur à haute impédance.
Antenne réseau connectée auto-complémentaire 83 indépendante de la fréquence lorsque la forme de l’antenne est uniquement définie par des angles [88]. Les antennes infinies biconiques et spirales sont de bons exemples. Le second principe tenant compte des caractéristiques des antennes indépendantes de la fréquence est l’auto-complémentarité. Introduite par Mushiake dans les années 1940, l’auto-complémentarité est dérivée du principe de Babinet en optique. Mushiake a dé- couvert que le produit des impédances d’entrée d’une antenne électrique et de son dual,
"l’antenne magnétique" était une constante réelle égale à η02/4 où η0 est l’impédance intrinsèque du vide. L’impédance d’entrée de l’antenne auto-complémentaire peut être déduite de ce principe et est égale à η0/2 = 60π ≈188.5Ω.
L’utilisation d’une structure auto-complémentaire comme cellule élémentaire d’un réseau connecté permet d’obtenir des performances remarquables. La surface rayon- nante considérée dans cette thèse est composée d’un réseau de pavés carrés métalliques disposés en damier (Fig.4.2). Les éléments rayonnants sont alimentés en amplitude et en phase en chaque coin, ce qui produit une polarisation linéaire dans les directions ± 45◦. La recombinaison de ces polarisations permet d’obtenir soit une polarisation ver- ticale, soit une polarisation horizontale ou encore une polarisation circulaire droite ou gauche. Pour obtenir ces différentes polarisations il faudra effectuer les recombinaisons suivantes :
• a+d+c+d⇒ polarisation verticale
• (a+d)−(b+c) ⇒polarisation horizontale
• (a+d)±j(b+c) ⇒ polarisation circulaire (doite ou gauche)
Cette structure est compacte et présente une large bande passante. Cependant, celle-ci rayonne dans les deux directions normales au plan de l’antenne ce qui la rend inadéquate pour la plupart des applications. L’utilisation d’un réflecteur est alors né- cessaire afin de réutiliser le rayonnement arrière. Cependant comme nous l’avons dit précédemment, l’utilisation d’un réflecteur métallique va limiter la bande passante de l’antenne. D’autre part, l’utilisation de couches diélectriques au-dessus de l’antenne sert de protection des éléments rayonnants [89]. Dès lors que ces couches diélectriques sont en contacts avec la surface rayonnante, l’impédance d’entrée de l’antenne est modifiée.
L’impédance d’entrée de l’antenne auto-complémentaire étant constante, il est alors pos- sible de réduire les effets contraignants du réflecteur métallique en adaptant l’antenne sur une large bande passante à l’aide d’un empilement de diélectrique [90].
Polarisation +
PolarisatiRQ
Pas du rpseau
Centre de phase
a b
c d
Figure4.2 – Antenne réseau connectée auto-complémentaire
4.2.2 Analyse de l’antenne réseau connectée auto-complémentaire sur plan de masse parfaitement conducteur
Un exemple d’une maquette d’une antenne directive ultra large bande directive à double polarisation proposé par Soiron est présenté sur la Figure 4.3 [86]. Pour illus- trer le comportement de l’antenne réseau connectée auto-complémentaire en fonction de la fréquence nous allons nous appuyer sur les dimensions décrites par Gustafsson.
L’antenne considérée est présentée sur la Figure 4.4 [91]. L’antenne damier est consi- dérée suffisamment grande pour être considérée comme infinie afin de tenir compte des effets de couplage entre les motifs élémentaires. La simulation de l’antenne peut alors se restreindre au calcul d’une seule cellule élémentaire à laquelle sont appliquées des conditions périodiques. L’antenne considérée dans cette section est composée d’une maille élémentaire dem = 11.03mm (Fig.4.4(a)). Les coins de chaque pavé sont rognés créant ainsi un gap de largeur p = 0.3mm pour introduire les sources d’alimentation.
L’impédance interne des générateurs est de 120Ω.
Figure 4.3 – Antenne réseau connectée large bande à double polarisation linéaire [86]
Antenne réseau connectée auto-complémentaire 85 Un empilement multicouche est défini dans le but d’élargir la bande passante de l’antenne. Trois diélectriques superposés sont utilisés pour adapter l’antenne sur une très large bande passante. De plus ils peuvent être employés comme protection pour l’antenne (Fig.4.4(b)) [92]. Le diélectrique�1, placé au sommet de la structure, possède une permittivité relative �r = 1.8 et une épaisseur de h1 = 5.96mm. Le second (�2), placé juste en dessous, possède une épaisseur deh2 = 4.34mm et une permittivité rela- tive�r = 3.4. Le troisième et dernier diélectrique (�3) posé sur les éléments rayonnants a pour caractéristiques une épaisseur h3 = 2.98mm possédant une permittivité �r = 7.2. Un espaceur est placé entre l’antenne damier et le réflecteur métallique parfaite- ment conducteur. L’espaceur est composé d’un diélectrique�4 de permittivité �r = 1 et d’épaisseurh4 = 8.5mm.
m p CEP
E!"
(a)
h
1h
2h
3h
4!
1!
2!
4!
3(b)
Figure4.4 – Géométrie de l’antenne :(a)Cellule élémentaire. Le réseau infini consiste en une répétition périodique des éléments rayonnants alimentés en leurs coins.(b)Vue de côté. Un empilement de diélectrique est placé au-dessus et en-dessous de l’antenne. Un réflecteur métallique parfaitement conducteur est positionné à l’arrière de la structure.
L’impédance d’entrée de l’antenne simulée avec HFSS en émission et pointant dans la direction normale à l’antenne est représentée sur la Figure 4.5. L’impédance de la structure auto-complémentaire étant constante, les effets du plan de masse sur l’im- pédance d’entrée de l’antenne peuvent être observés. L’impédance d’entrée effleure le pourtour de l’abaque de Smith à 18.75GHz entrainant une mise en court-circuit de l’an- tenne. Ce phénomène est dû à une interférence destructive du plan de masse placé à une demi-longueur d’onde de l’antenne à 18.75GHz. Modifier l’épaisseur de l’espaceur va entrainer principalement une rotation et un déroulement de l’impédance correspondant à un décalage en fréquence.
Le module du coefficient de réflexion de l’antenne est tracé pour illustrer le com- portement de l’antenne en fonction de l’angle de pointage du faisceau. Les Figures 4.6 et4.7 représentent les effets de l’accroissement des angles. Les angles de balayage 30◦, 45◦ et 60◦ sont considérés dans les deux plans E et H. Où les plans E et H sont res- pectivement les plans inter-cardinaux c’est-à-dire les plans verticaux et horizontaux de la Fig. 4.4(a). Le module du coefficient de réflexion pour chaque angle de balayage est obtenu en considérant l’antenne réseau en réception. Le principe de fonctionnement et la comparaison du module du coefficient de réflexion obtenu lorsque l’antenne réseau
0.2 0.5 1.0 2.0 5.0 +j0.2
ïj0.2 +j0.5
ïj0.5
+j1.0
ïj1.0
+j2.0
ïj2.0 +j5.0
ïj5.0
0.0 '
20 GHz 1 GHz
18.75 GHz
Figure 4.5 – Impédance d’entrée de l’antenne réseau connectée de maille 11.03mm lorsque le faisceau est pointé selon l’axe normal. L’impédance de normalisation est 120Ω.
est en émission ou en réception est explicité dans les § 4.3.2 et 4.4.1. La bande pas- sante de l’antenne se réduit lorsque l’angle de balayage augmente. La bande passante de l’antenne reste stable pour des angles de balayage inférieurs à 30◦. Au-delà de 45◦, une bande de fréquence située dans la partie supérieure de la bande passante de l’antenne n’est plus adaptée dans le planE. Dans le planH, plus l’angle de dépointage augmente, plus l’antenne se retrouve désadaptée
0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20
ï60 ï50 ï40 ï30 ï20 ï10 0
Fréquence [GHz]
|K| [dB]
e = 0°
e = 30°
e = 45°
e = 60°
Figure 4.6 – Module du coefficient de réflexion en fonction de la fréquence d’une antenne réseau connectée présentée sur la Figure 4.4 dans le plan H pour différents angles de balayage : 0◦, 30◦, 45˚, 60◦
Modélisation analytique de l’antenne réseau connectée