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très large bande passante

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Academic year: 2023

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En effet, ces matériaux ont la particularité de pouvoir se comporter comme un conducteur magnétique artificiel, ce qui permet de s'affranchir d'une distance d'un quart de longueur d'onde entre l'antenne et son réflecteur. L'état de l'art des méthodes de réduction du couplage électromagnétique dans le réseau est présenté.

Introduction

Cela génère une modification du comportement électromagnétique de l'antenne et du réseau : distorsion du diagramme de rayonnement, désadaptation de la résistance d'entrée, du gain, etc. Ensuite, une introduction aux matériaux artificiels sera faite pour enfin présenter un état de l'art des implications des applications des structures artificielles dans les antennes réseau.

Le couplage mutuel

Méthodes de prise en compte du couplage

Dans laquelle [Z] est la matrice des impédances mutuelles traduisant le couplage entre chaque élément, [V] et [I] sont respectivement le vecteur excitation et le vecteur courant excité. En insérant la définition du courant d'excitation (1.3) dans la définition de l'impédance active (1.9), cette dernière peut alors s'écrire.

Figure 1.2 – Repère cartésien
Figure 1.2 – Repère cartésien

Couplage par ondes propagatrices

Dans le cas des antennes réseau imprimées, les directions aveugles sont liées à la constante de propagation des ondes de surface et à la constante de propagation de certains modes de Floquet. Les cercles rouges correspondent à β/k = 1,22, qui est la constante de propagation des ondes de surface (mode TM0) sur une couche diélectrique de r = 3,2.

Figure 1.4 – Onde incidente se propageant sur une surface arbitraire
Figure 1.4 – Onde incidente se propageant sur une surface arbitraire

Etat de l’art des méthodes de minimisation du couplage dans les réseaux

Les méthodes conventionnelles

  • Isolation des éléments rayonnants
  • Modification de la permittivité effective du substrat
  • Modification de l’élément rayonnant

La perte d'énergie sous forme d'ondes de surface sera réduite et l'efficacité de l'antenne sera augmentée [23]. Lorsque le rayon de l'antenne est égal au rayon de l'anneau magnétique actuel, l'antenne n'excitera pas le mode TM0.

Les structures artificielles

  • Les matériaux magnétiques artificiels
  • Le conducteur magnétique artificiel
  • Les structures à bandes interdites électromagnétiques

Les dimensions et l'espacement des différentes inclusions métalliques sont électriquement très faibles par rapport à la longueur d'onde de l'onde électromagnétique. Plus la fréquence augmente, plus la courbe s'écarte de la raie lumineuse : les ondes rayonnées deviennent des ondes guidées étroitement couplées à la surface.

Figure 1.9 – Interférences constructives dues au CEP
Figure 1.9 – Interférences constructives dues au CEP

Etat de l’art des méthodes de minimisation du couplage à l’aide

  • Modification du substrat
  • Utilisation de superstrat
  • Modification du plan de masse

L'étude par rapport à la distance entre chaque antenne est réalisée dans le plan H. La présence de ces structures artificielles permet de réduire le couplage dans le plan H de 22 dB contre -30 dB dans la configuration sans motif au BIE.

Figure 1.14 – Les trois grands types de réseaux directs 2D : (à gauche) type de réseau !
Figure 1.14 – Les trois grands types de réseaux directs 2D : (à gauche) type de réseau !

Conclusion

Zhang et Hall montrent qu'un réflecteur composé de tuiles carrées peut réduire le couplage mutuel entre deux dipôles en diamant à large bande [35]. Placées au-dessus de ce nouveau réflecteur, la bande passante de ces antennes est réduite de 32% par rapport à la bande 2,5:1 autour de 8,55 GHz en espace libre.

Introduction

Modélisation analytique de SHI

Etat de l’art des méthodes de calcul analytique

Le premier modèle électrique d'une structure contenant des transitions a été proposé par Sievenpiper pour une structure "en champignon", c'est-à-dire le parallélisme de la capacité due à l'écart entre deux blocs adjacents et l'inductance due au substrat sur le plan de masse formant un résonateur [48]. La capacité représentant l'écart est calculée de manière approchée en considérant l'écart entre deux lignes microruban.

Présentation du modèle utilisé

  • Calcul du coefficient de réflexion d’une structure artificielle 28
  • b Structure à bande interdite électromagnétique
  • c SHI absorbante
  • d SHI active
  • Calcul du diagramme de dispersion d’une structure ar-
  • a Méthode de la résonance transverse (MRT)
  • b Méthode de la matrice chaîne

La figure 2.4 présente le changement de phase du coefficient de réflexion (2.13) du CMA en fonction de la fréquence pour différents angles d'incidence. Figure 2.4 – Phase du coefficient de réflexion en fonction de la fréquence pour plusieurs angles d'incidence de SHI éclairé par : (a) le mode TM, (b) le mode TE. Cela peut être vu sur la figure 2.8, qui trace le coefficient de réflexion en fonction de la fréquence d'un SHI chargé avec différentes valeurs de résistance.

Figure 2.9 – Impédance de surface Z en fonction de la fréquence d'un SHI absorbant éclairé par une onde plane à incidence normale pour différentes valeurs d'impédance : (a) Partie réelle, (b) Partie imaginaire.

Figure 2.1 – Conducteur magnétique artificiel composé de pavés métalliques imprimés sur un diélectrique court-circuité
Figure 2.1 – Conducteur magnétique artificiel composé de pavés métalliques imprimés sur un diélectrique court-circuité

Modélisation numérique de SHI

Méthodes de calculs numériques

  • Méthode temporelle
  • Méthode fréquentielle

La courbe obtenue par le modèle analytique représente la constante de phase normalisée βn = βP/π en fonction de la fréquence. Ces méthodes numériques consistent en une discrétisation volumétrique de la structure pour résoudre les équations de Maxwell sur une représentation de l'objet construite à l'aide de différents types de maillage. Cette technique s'avère être une méthode efficace car elle permet d'assembler une structure sans aucune approximation de la géométrie.

La solvabilité des équations matricielles se fait selon la méthode de Ritz ou Galerkin [74].

Figure 2.17 – Discrétisation hexaèdrale d’une géométrie : (a) maillage de type YEE, (b) maillage avec PBA
Figure 2.17 – Discrétisation hexaèdrale d’une géométrie : (a) maillage de type YEE, (b) maillage avec PBA

Application aux structures artificielles

  • Coefficient de réflexion d’une SHI
  • Diagramme de dispersion d’une SHI

Figure 2.20 – (a) Conditions aux limites appliquées à un motif élémentaire d'un SHI, (b) Composante du champ électrique incident E, (c) Composante du champ magnétique incident H. L'utilisation d'une condition aux limites absorbante (PML, Perfect Match Layer) permet de simuler le demi-espace supérieur comme un environnement infini.

Figure 2.20 – (a) Conditions aux limites appliquées à un motif élémentaire d’une SHI, (b) Composante du champ électrique E incident, (c) Composante du champ magnétique H incident
Figure 2.20 – (a) Conditions aux limites appliquées à un motif élémentaire d’une SHI, (b) Composante du champ électrique E incident, (c) Composante du champ magnétique H incident

Caractérisation expérimentale

Coefficient de réflexion

La bande passante est déterminée par la propagation du mode dominant et l'angle d'incidence varie avec la fréquence. La figure 2.25 présente la phase du coefficient de réflexion de cette surface en fonction de la fréquence déterminée par les modèles analytiques, numériques et expérimentaux présentés dans les sections précédentes. Ceci est dû au fait que les dimensions du SHI étudié ne remplissent pas totalement les conditions de validité du modèle.

Figure 2.27 – Module du coefficient de réflexion en fonction de la fréquence du SHI absorbant (R = 300Ω) : comparaison entre simulation numérique et mesure.

Figure 2.23 – Simulateur guide d’onde
Figure 2.23 – Simulateur guide d’onde

Diagramme de dispersion

Une autre méthode consiste à utiliser des antennes monopôles placées près de la surface artificielle. Cela permet de limiter le couplage air et de ne transmettre que l'onde se propageant à la surface du SHI (Fig. La méthode de la ligne pendante est utilisée pour déterminer les caractéristiques de dispersion du SHI, qui comprend un nombre fini de cellules.

La courbe de la Figure 2.16, obtenue à partir du modèle analytique de la matrice chaîne, représente la constante de phase normalisée βn correspondant à .

Figure 2.28 – Caractérisation des propriétés dispersives de structures artificielles : Méthode de la ligne suspendue appliquée à des motifs carrés métalliques [49]
Figure 2.28 – Caractérisation des propriétés dispersives de structures artificielles : Méthode de la ligne suspendue appliquée à des motifs carrés métalliques [49]

Conclusion

En fait, les antennes sont généralement espacées d'une demi-longueur d'onde (centre à centre). L'interconnexion provient des ondes rayonnées (couplage aérien) et dans le cas particulier des antennes microruban de la propagation des ondes guidées et des ondes de surface. Une synthèse moderne avancée de différentes solutions pour réduire ce phénomène indésirable a été présentée au chapitre 1.

Différentes études ont montré que les SHI permettent de réduire le couplage entre deux antennes imprimées (rectangulaire, patch circulaire) lorsqu'elles ont la particularité d'avoir une bande interdite électromagnétique [81].

Dimensionnement du réseau d’antennes imprimées

Antenne imprimée élémentaire

Ce type d'antenne a été choisi en raison de sa faible bande passante, ce qui permettra d'observer plus facilement les différentes contributions dues à chaque solution à la réduction du couplage mutuel dans les plans E et H. Pour valider les résultats de la simulation, nous avons conçu une maquette de l'antenne microruban (Fig.3.3(b)). Le module du coefficient de réflexion et l'impédance d'entrée de l'antenne sont illustrés à la Figure 3.4.

Dans notre étude, nous considérerons que l'antenne est adaptée lorsque le module de S11 < -10 dB.

Figure 3.2 – Effets de bords d’une antenne imprimée
Figure 3.2 – Effets de bords d’une antenne imprimée

Etude du couplage entre antennes imprimées rectangulaires dans

Le module du coefficient de transmission S12 est maximal à la fréquence de résonance et est égal à -21dB et -17dB dans les plans E et H, respectivement. L'impédance d'entrée de l'antenne n'est pas modifiée du fait de la similitude de la fréquence de résonance de l'antenne élémentaire et cela lorsque l'antenne élémentaire est placée dans un réseau 1x2 dans le plan E ou H. Le couplage entre les deux antennes dans le plan H est plus élevé que dans le plan E, et cela est dû à la géométrie des antennes rectangulaires.

Ainsi les bords des deux éléments rayonnants sont plus proches dans le plan H que dans le plan E.

Figure 3.5 – (a)Modélisation avec HFSS des deux antennes imprimées positionnées dans le plan E , (b) Maquette réalisée
Figure 3.5 – (a)Modélisation avec HFSS des deux antennes imprimées positionnées dans le plan E , (b) Maquette réalisée

Techniques de réduction du couplage entre antennes imprimées

Influence des solutions conventionnelles sur le couplage mutuel

L'utilisation d'une barrière métallique entraîne un décalage de la fréquence de résonance de 260 MHz vers les hautes fréquences dans le plan H. Il s'agit d'une amélioration du découplage de 3,7 dB dans le plan E et de 7,2 dB par rapport aux configurations de base. Les ondes de surface polarisées magnétiquement transversales sont responsables du couplage mutuel entre deux antennes imprimées situées dans le plan E.

En appliquant le même ordre théorique, ce phénomène peut être transposé dans le cas où les antennes imprimées sont placées dans le plan H : le couplage mutuel serait dû à la propagation d'ondes de surface polarisées en mode TE.

Figure 3.8 – Modélisation des deux antennes imprimées placées dans le plan E en présence d’une barrière métallique et d’un évidement du diélectrique : (a) Modélisation HFSS pour la configuration barrière métallique, (b) Maquette réalisée pour la  configu-r
Figure 3.8 – Modélisation des deux antennes imprimées placées dans le plan E en présence d’une barrière métallique et d’un évidement du diélectrique : (a) Modélisation HFSS pour la configuration barrière métallique, (b) Maquette réalisée pour la configu-r

Influence des SHI sur le couplage mutuel entre antennes imprimées 64

  • Conducteur magnétique artificiel
  • Structures à bande interdite électromagnétique

De ce fait, aucune amélioration du découplage n'est observée entre les deux antennes plaquées dans le plan H. Figure 3.16 – Paramètres S des deux antennes imprimées placées dans le plan H pour les configurations de référence (Fig. 3.6) et en présence du ruban CMP (Fig. 3.14) : (a) module du coefficient de réflexion en fonction de la fréquence, (b) module du coefficient de transmission en fonction de la fréquence. Figure 3.20 – Paramètres S des deux antennes imprimées placées dans le plan E pour les configurations de référence (Fig. 3.5) et en présence d'un CMA (Fig. 3.13) : (a) module du coefficient de réflexion en fonction de la fréquence, (b) module du coefficient de transmission en fonction de la fréquence.

La réduction de 3 dB dans le plan E observée lorsque le CMA est placé au niveau du plan de sol est intéressante.

Figure 3.11 – Paramètres S des deux antennes imprimées séparées par une cavité d’air.
Figure 3.11 – Paramètres S des deux antennes imprimées séparées par une cavité d’air.

Conclusion

Nous concluons que dans le cas d'une configuration d'antennes patch séparées d'une demi-longueur d'onde, l'utilisation de CMA comme barrière électromagnétique n'est pas la meilleure solution. Cependant, ce type de structure a pour intérêt de réduire le couplage mutuel entre deux antennes réseau là où une plus grande distance peut les séparer l'une de l'autre. Le temps de dimensionnement de ces motifs (CMA ou BIE) est très important pour un résultat peu satisfaisant par rapport à l'utilisation d'une cavité métallique.

À cette fin, l'utilisation d'une antenne plate à large bande ou multibande avec la capacité d'effectuer des balayages de faisceau sur de larges angles de vision est nécessaire.

Antenne réseau connectée auto-complémentaire

Description de la structure de l’antenne

Antenne réseau connectée auto-complémentaire 83 indépendante de la fréquence lorsque la forme de l'antenne est déterminée uniquement par les angles [88]. L'impédance d'entrée de l'antenne auto-complémentaire peut être dérivée de ce principe et est égale à η0/2 = 60π ≈188,5Ω. Cependant, comme nous l'avons déjà dit, l'utilisation d'un réflecteur métallique limitera la bande passante de l'antenne.

Antenne réseau couplée auto-complémentaire 85 Une pile multicouche est définie dans le but d'élargir la bande passante de l'antenne.

Figure 4.2 – Antenne réseau connectée auto-complémentaire
Figure 4.2 – Antenne réseau connectée auto-complémentaire

Modélisation analytique de l’antenne réseau connectée auto-complémentaire

Introduction

Modèle analytique

4.15) L'équation (4.15) permet ainsi de définir la matrice ABCD de l'antenne en damier en espace libre. Hannon et Balfour ont montré en utilisant des mesures de simulateur d'ondes qu'il était possible de calculer l'impédance d'entrée d'un réseau d'antennes déphasées à partir du coefficient de réflexion de la surface de l'antenne [93]. Le diagramme d'antenne complet dans SHI est alors composé du diagramme d'antenne chargé à partir de celui de SHI.

La figure 4.10 montre la ligne de transmission qui modélise le comportement de l'antenne multicouche auto-complémentaire complète.

Figure 4.8 – (a) Représentation d’un quadripôle par sa matrice ABCD, (b) Mise en cascade de quadripôles
Figure 4.8 – (a) Représentation d’un quadripôle par sa matrice ABCD, (b) Mise en cascade de quadripôles

Influence des réflecteurs artificiels sur le coefficient de réflexion de l’an-

  • Antenne réseau sur CEP
  • Antenne réseau sur CMP
  • Antenne réseau sur SHI
  • Antenne réseau sur SHI active
  • Antenne réseau sur R-SHI
  • Antenne réseau ultra-compacte

Le module du coefficient de réflexion en fonction de la fréquence de l'antenne sur le. Figure 4.19 – Module du coefficient de réflexion en fonction de la fréquence de l'antenne monocouche en damier sur un réflecteur à haute impédance (fr = 17GHz). Figure 4.26 – Module de réflexion (analytique) en fonction de la fréquence de l'antenne en damier pointant dans l'axe.

Le module de réflexion en fonction de la fréquence de l'antenne ultra-compacte en damier est illustré à la Figure 4.30.

Figure 4.11 – Impédance d’entrée de l’antenne en espace libre (en bleu) et de l’antenne monocouche ( � r =1) surmontant un plan de masse (en rouge) en émission pointant dans l’axe normal
Figure 4.11 – Impédance d’entrée de l’antenne en espace libre (en bleu) et de l’antenne monocouche ( � r =1) surmontant un plan de masse (en rouge) en émission pointant dans l’axe normal

Conclusion

L'ajout de diodes varactor entre chaque motif métallique permet de modifier la capacité SHI et implicitement la fréquence d'accord. Le réflecteur à haute impédance d'une antenne réseau ultra large bande présente l'avantage de pouvoir créer de nouvelles bandes passantes instantanées selon le modèle SHI considéré. 99 4.18 Cellule unitaire d'antenne en damier dans un réflecteur à haute impédance 99 4.19 Module du coefficient de réflexion en fonction de la fréquence de l'antenne.

Liste des figures 131 4.27 Module du coefficient de réflexion en fonction de la fréquence de l'antenne.

Table des figures
Table des figures

Imagem

Figure 1.1 – Exemples de réseaux planaire : (a) Maille rectangulaire, (b) Maille trian- trian-gulaire, (c) Maille hexagonale
Figure 1.5 – Constante de propagation normalisée des ondes de surface se propageant sur un diélectrique ( � r =12.8) posé sur un plan de masse
Figure 1.13 – Exemple de variation de la phase du coefficient de réflexion en fonction de la fréquence d’un CMA
Figure 1.14 – Les trois grands types de réseaux directs 2D : (à gauche) type de réseau !
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Referências

Documentos relacionados

Tratava-se de uma região com grandes extensões de terras desocupadas, uma população bastante dispersa e muita precariedade no acesso, como apontado por Ferreira (2009,