CIRCUITO AUXILIAR DE ACIONAMENTO DE MOSFETS

Par ˆametros Caracter´ısticas Implementadas

Fabricante Thornton Eletr ˆonica Ltda.

Modelo do N ´ucleo NEE-42/21/15-4000-IP6 ´

Area enrolamento/ ´Area da janela 181,0/17600,0 mm2 Constante de relac¸ ˜ao (AL) 4000 nH/Esp. Indut ˆancia necess ´aria 606 µH

N_espiras 32

Corrente m ´edia (IL) 3 A

Fio escolhido 24 AWG

N ´umero de Fios em paralelo 4

Resist ˆencia s ´erie medida Lpos/Lneg 60,01 mΩ/59,73 mΩ Indut ˆancia pr ´opria medida Lpos/Lneg 724,43 µH/688,83 µH

Tabela 7: Dados do N ´ucleo Magn ´etico e caracter´ısticas de construc¸ ˜ao do Indutor aco-plado.

Fonte: Autoria pr ´opria.

Dados do Filtro Capacitivo

Par ˆametro Valor

Tens ˜ao de sa´ıda 24 V

Ripple m ´aximo 125 mV

Tens ˜ao de sa´ıda m ´axima em Carga m´ınima 24,168 mV Capacit ˆancia m´ınima p/ ripple aceit ´avel 3,82 µF Capacit ˆancia p/ tens ˜ao m ´axima aceit ´avel 722,92 µF

Capacitores utilizados 1000 µF Eletrol´ıtico + 10 µF Cer ˆamico

Tabela 8: Dados de c ´alculo e Capacitores utilizado. Fonte: Autoria pr ´opria.

3.3 CIRCUITO AUXILIAR DE ACIONAMENTO DE MOSFETS

Para o correto funcionamento do conversor chaveado, as chaves semicon-dutoras necessitam ser acionadas por um circuito auxiliar independente do conversor. Este circuito deve ser capaz de fornecer um sinal de largura de pulso vari ´avel com frequ ˆencia fixa, al ´em da corrente necess ´aria para carregar as capacit ˆancias entre as portas gate-source da chave. Para recriar estas condic¸ ˜oes, ser ˜ao utilizados dois cir-cuitos integrados, o primeiro capaz de criar um sinal PWM ajust ´avel a partir de um comparador e o segundo respons ´avel por acionar as duas chaves da etapa inversora

3.3 Circuito Auxiliar de Acionamento de MOSFETs 49

do conversor.

Um circuito integrado que oferece um oscilador ajust ´avel com modulador de largura de pulso ´e o SG3524. Este CI cont ´em um amplificador de erro de tens ˜ao de entrada, que pode ser alimentado em malha aberta por uma refer ˆencia de tens ˜ao fixa, estabelecidos por um divisor de tens ˜ao, ou com sinal modulado de realimentac¸ ˜ao do conversor desde que dentro dos n´ıveis m ´aximo e m´ınimo de tens ˜ao da porta n ˜ao-inversora. A sa´ıda do amplificador operacional de entrada ´e comparada a uma rampa de tens ˜ao peri ´odica, criando assim um sinal pulsado de largura vari ´avel que ´e pro-porcional `a tens ˜ao de entrada. A Figura 16 ilustra as entradas e sa´ıdas do circuito integrado, sendo a sa´ıda conectada ao CI de acionamento.

SG3524

Figura 16: Esquem ´atico de utilizac¸ ˜ao do CI SG3524 Fonte: Autoria pr ´opria

Este circuito integrado possui duas sa´ıdas alternadas a transistor, mostra-das na Figura 16 por meio dos pinos 12 e 13 sendo os coletores e os pinos 11 e 14 sendo os emissores de cada transistor. A vantagem deste m ´etodo est ´a na possibili-dade de utilizar o sinal do comparador para acionar os transistores em modo push-pull (INSTRUMENTS, 1977) necess ´arios no acionamento da topologia de conversor esco-lhida.

Devido as sa´ıdas serem no mesmo referencial, o acionamento do gate das chaves n ˜ao pode ser feita diretamente, sendo necess ´ario que exista uma diferenc¸a de potencial entre o source da chave high-side e o terra prim ´ario, sendo necess ´ario um circuito auxiliar para acionamento das duas chaves.

A frequ ˆencia de operac¸ ˜ao da rampa de tens ˜ao gerada internamente no cir-cuito integrado ´e determinado pelos componentes Rt e Ctconectados nas portas 6 e 7, respectivamente, sendo que a frequ ˆencia ´e ditada pela equac¸ ˜ao 47.

3.3 Circuito Auxiliar de Acionamento de MOSFETs 50

O capacitor Ctal ´em de configurar a frequ ˆencia do oscilador, tamb ´em ´e res-pons ´avel pela definic¸ ˜ao do tempo morto entre as duas sa´ıdas que previne a situac¸ ˜ao de conduc¸ ˜ao simult ˆanea das chaves. Para um tempo morto de 0,5 µs ´e necess ´ario uma capacit ˆancia Ct de 1 nF segundo INSTRUMENTS (1977).

f_sw = ^{1, 18} R_tC_t (47) Em que: • R_tdado em kΩ; • C_tdado em µF; e • f_sw dado em kHz.

O circuito mostrado na Figura 16 j ´a garante sa´ıdas complementares com frequ ˆencia fixa e largura de pulso vari ´avel, no entanto, as duas sa´ıdas complemen-tares s ˜ao conectadas internamente a transistores que est ˜ao referenciadas ao mesmo potencial. Como visto anteriormente, o est ´agio inversor necessita de dois referenciais distintos para o acionamento das chaves, impossibilitando o acionamento direto das chaves com o CI SG3524. A soluc¸ ˜ao est ´a na utilizac¸ ˜ao de uma t ´ecnica chamada de bootstrap, que consiste na elevac¸ ˜ao de tens ˜ao referencial do terminal VS para um n´ıvel diferente do referencial comum ao restante do circuito, esta t ´ecnica pode ser im-plementada utilizando um CI driver de MOSFETs, o IR2110. Este circuito integrado possui duas entradas e duas sa´ıdas com referenciais distintos, sendo que a sa´ıda High-side opera com um circuito bootstrap elevando a tens ˜ao referencial para at ´e 500 V (RECTIFIER, 2005). A elevac¸ ˜ao de potencial ´e realizada utilizando diodo e capaci-tor funcionando como charge-pump para os terminais de sa´ıda flutuantes VS e HO, o c ´alculo da capacit ˆancia m´ınima para que se mantenha constante o n´ıvel de tens ˜ao elevado ´e feita pela equac¸ ˜ao 48 (RECTIFIER, 2007)). O diodo de roda-livre Dbs utili-zado no bootstrap necessita estar adequado ao per´ıodo de chaveamento do circuito de comando. O esquem ´atico de ligac¸ ˜ao do CI est ´a mostrado na figura da Figura 17.

Cbs > 2[2 ∗ Q_g+ ^Iqbs(max) f_sw ^{+ Qls+} I_Cbs(leak) f_sw ^] V_CC − V_f − V_LS − V_min ⁽⁴⁸⁾ Em que:

3.3 Circuito Auxiliar de Acionamento de MOSFETs 51

• Q_g e Qls refere-se ao valor de carga de gate do MOSFET High-Side e a carga necess ´aria para mudanc¸a de n´ıvel por ciclo, respectivamente;

• f_sw sendo a frequ ˆencia de operac¸ ˜ao do oscilador;

• I_Cbs(leak) e I_qbs(max) sendo a corrente de fuga do capacitor eletrol´ıtico (considera-se nula caso (considera-seja de outro material) e a m ´axima corrente quiescente do circuito de bootstrap, respectivamente;

• V_CC sendo a tens ˜ao de alimentac¸ ˜ao do driver ; e

• VLS e Vf a queda de tens ˜ao entre drain-source do MOSFET Low-Side e a queda de tens ˜ao pela polarizac¸ ˜ao do diodo Dbs, respectivamente.

IR2110 9 10 11 12 13 7 6 5 3 2 VDD HIN SD LIN VSS HO VB VS VCC H_IN L_IN COM LO 1 +15 V +15 V Dbs Cbs Rg Dg Rg Dg 5V VCC OUT

Figura 17: Esquem ´atico de utilizac¸ ˜ao do CI IR2110 Fonte: Autoria pr ´opria

O driver IR2110 recebe o sinal modulado pelo oscilador SG3524 atrav ´es das portas HIN e LIN. Os sinais de sa´ıda HO e LO passam por resistores limitado-res de corrente durante a carga, como mostrado na Figura 17, estes limitado-resistolimitado-res s ˜ao calculados por meio da lei de Ohm, sendo que a corrente m ´axima pulsada suportada pelo CI ´e de at ´e 2,5 A e a tens ˜ao de alimentac¸ ˜ao em 15 V, fornecida por uma fonte ajust ´avel de bancada. O diodo Dg em antiparalelo com Rg fornece um caminho de menor resist ˆencia, diminuindo o tempo de descarga da capacit ˆancia entre gate-source dos MOSFETs.

Rg ≥ ^15V

2, 5A ^{= 6Ω} (49)