Descrição dos transdutores

As primeiras técnicas de medida da capacitância com eletrodos flutuantes foram os métodos em ponte AC [Huang et al. (1988)]. Neste caso, um dos braços da ponte representa uma capacitância e uma resistência de referência. Quando a capacitância e a resistência a serem medidas são próximas dos valores de referência, alta sensibilidade pode ser obtida. Os componentes de referência devem ser cuidadosamente escolhidos já que qualquer alteração devido à mudanças da temperatura ou umidade ambientais podem causar desvios das suas características.

Os métodos em ponte são sensíveis ao efeito das mudanças das condições ambientais, por exemplo, da temperatura ou umidade no ambiente, sobre os componentes de referência. Por outro lado, uma das técnicas mais recentes baseia-se na conversão da corrente AC através dos eletrodos, e que é proporcional à capacitância, em sinal tensão ainda AC. Posteriormente, este sinal de tensão é convertido em DC, como mostrado na Figura 3.20.

Fonte de sinal senoidal Amplificador AC Demodulador Filtro LO DC Cx

Figura 3.20 – Esquema simplificado do circuito AC

O método AC apresenta um sério problema de degradação da medida, como mostrado na Figura 3.21. Sendo o conjunto de eletrodos representado por um resistor Rx (condutância) em

paralelo com um capacitor Cx (reatância capacitiva), surgem capacitâncias parasitas junto ao cabo

de conexão do eletrodo à fonte de sinal senoidal V1, `a capacitância CS1 e ao cabo de conexão do eletrodo sensor ao circuito de entrada, CS2. A capacitância CS1 não tem influência sobre a medida, já que a impedância de saída da fonte de sinal senoidal é muito baixa; CS2, porém, desvia para o potencial de terra uma parte da corrente proporcional à capacitância entre os eletrodos e, por isso, tem grande influência no valor de V na saída [Huang et al. (1988)]. Este problema pode ser resolvido eletronicamente através do projeto de um circuito de entrada que opere com um potencial no cabo de conexão muito próximo ao do potencial de terra, chamado de terra virtual e que tem esse nome por não estar em contato físico com o potencial de terra. Portanto, o parâmetro que determina a freqüência mais adequada e que deve ser a mais alta possível de acordo com Huang et al. (1988), é o sistema de conexão dos eletrodos ao circuito transdutor e a característica do bloco de entrada do circuito transdutor.

Um protótipo foi desenvolvido baseado no trabalho de Mariolli et al. (1991), operando na alta freqüência de 10,7 MHz. O circuito apresentou elevada sensibilidade, mas elevado drift térmico e, devido à alta freqüência, bastante susceptível a capacitâncias parasitas, principalmente nos cabos de conexão dos eletrodos.

Um segundo protótipo foi desenvolvido, sem o circuito de realimentação, operando em uma freqüência mais baixa de 1,8 MHz, para reduzir o efeito das componentes parasitas, principalmente junto ao cabo de conexão do eletrodo sensor ao bloco de entrada do transdutor.

A Figura 3.22 apresenta o diagrama em blocos do circuito eletrônico do transdutor.

Opamp - + CS2 CS1 Tensão VO Rx Filtro passa-faixa Amplificador diferencial Detetor de fase VS

Buffer Filtro ativo

pass-baixa Amplificador de saída Cx Eletrodos Oscilador de onda senoidal 1,8 MHz

Figura 3.22. Diagrama em blocos do segundo protótipo do transdutor de capacitância.

Um oscilador a cristal fornece o sinal senoidal Vs com freqüência de 1,8 MHz e amplitude de 3,5 VP-P. Este circuito possui uma alta impedância de saída e requer a ligação de um

pontos: no eletrodo fonte, através do condutor blindado A, e numa das entradas do detector de fase. A variável Cx representa a capacitância e Gx a condutância elétrica entre os eletrodos. A corrente através do condutor C (cabo blindado) possui duas componentes: uma deslocada 90° em relação à Vs, devido ao efeito de Cx e outra em fase com Vs devido à Gx.

A corrente (is) é convertida proporcionalmente em um sinal de tensão pelo circuito de entrada que representa o amplificador AT; o sinal passa por um filtro passa-faixa piezoelétrico (alto Q), e, posteriormente, é amplificado cerca de 50 vezes pelo circuito amplificador diferencial. Uma componente DC do sinal de tensão, que é proporcional à diferença de fase entre o sinal do amplificador diferencial e o sinal de referência que é proveniente do oscilador local, é obtida no bloco detector de fase (multiplicador analógico), que efetua um produto dos sinais. Este sinal é proporcional ao co-seno do ângulo de defasagem dos sinais e possui ainda uma pequena componente de 1,8 MHz. É importante ressaltar que qualquer sinal deslocado em relação a 0° está associado ao efeito da capacitância. Na seqüência o sinal passa pelo filtro ativo passa-baixa de dois pólos Butterworth, com resposta de 80 dB e freqüência de corte de 1,0 kHz, depois é amplificado 5 vezes antes da saída Vcx, possuindo as variações dinâmicas e “estáticas” de Cx.

Um esquema do conversor corrente tensão (circuito de entrada) é mostrado na Figura 3.23. O conversor utiliza um par casado de transistores NFET, que operam com a corrente de dreno controlada pela tensão de gate. Quando o sinal proveniente de Cx em paralelo com Rx é aplicado no gate do primeiro FET, ocorre um desequilíbrio da corrente através da malha, que contém um

FET e um resistor Rs em paralelo. Em conseqüência, surge uma diferença de tensão aplicada às entradas do amplificador operacional bipolar com as seguintes características: banda larga de freqüência, baixo drift térmico, ganho de 60 dB de loop aberto e baixo ruído, características que são desejáveis, mas, também, baixa impedância de entrada, o que justifica a utilização dos FETs. Realimentação negativa é feita através de R1 e C1, para evitar a saturação na saída do amplificador. Devido ao alto ganho do amplificador operacional e, também, devido à aplicação do potencial de terra ao gate do FET da direita, surge no gate do FET da esquerda (entrada) a condição de terra virtual.

Durante a etapa de calibração do transdutor detectou-se um drift térmico razoável e um terceiro protótipo foi desenvolvido. As fontes do drift foram três: o oscilador a cristal (fonte de sinal senoidal), o circuito de entrada e, mais importante, o multiplicador analógico operando como detector de fase. O oscilador a cristal foi substituído por um oscilador em ponte de Wien que operou em freqüência mais baixa de 1,0MHz, com baixa impedância de saída e de forma estável. O circuito de entrada foi modificado para incluir uma fonte de corrente constante junto ao potencial –V. O multiplicador analógico, constituído por um único circuito integrado, não revelou disponibilidade de substituição adequada no mercado. Dessa forma, o bloco foi substituído por um retificador de onda completa com diodos skottky. A desvantagem desta substituição é que o circuito perdeu a propriedade de separação do sinal proporcional à condutância Gx e à capacitância Cx. Porém, a componente de condutância é mínima em relação à

de capacitância, devido à alta freqüência de operação, e aos eletrodos serem montados externamente ao tubo. Outro aprimoramento do novo transdutor foi o projeto do circuito de modo a ter a saída de 0 a 5 V na faixa desejada de medida da capacitância, ideal para o sistema de aquisição de dados. O diagrama em blocos do circuito é apresentado na Figura 3.24.

Opamp - + CS2 CS1 Tensão Vo Rx Amplificador diferencial Retificador VS Filtro ativo passa-baixa Amplificador de saída Cx Eletrodos Oscilador de onda senoidal 1,0 MHz

Figura 3.24 - Diagrama do terceiro protótipo

A Figura 3.25 mostra os transdutores de capacitância com circuito transdutor, fonte de alimentação, sistema de proteção, filtro e caixa de alumínio. O circuito transdutor, que está localizado à esquerda, dentro da caixa blindada, foi montado junto a uma fonte de alimentação, à direita, com filtro de linha e fusível de proteção ao fundo. Os circuitos foram separados por um anteparo de alumínio isolado com borracha para evitar a contaminação pelo calor proveniente da fonte e manter a blindagem de interferência eletromagnética. Os furos na tampa são responsáveis pela remoção do calor produzido na fonte.