Desde o instante em que é gerado o sinal de driver para fazer com que um MOSFET entre em corte, até que o componente análogo no mesmo braço possa entrar em condução, decorre um intervalo de tempo composto pelas seguintes parcelas
N
.bbN
8 .bb' N
b' N
œ1 &.bb' N¹¹ ,
(3.11) onde Nœ1 &.bb é em tudo igual ao descrito em (3.4), só que agora para o processo inverso. Assim se define o intervalo mínimo de dead-time entre a saída de condução de um MOSFET e a entrada de um outro no mesmo braço, N-º N.bb.Recorrendo ao datasheet e sabendo que devido à capacidade em corrente do driver ser igual nos dois sentidos, Nœ1 &.bb Nœ1 &, resulta um valor de N-º igual a 35 ns. Este é o tempo que um MOSFET leva a entrar em corte completo.
44 Desenho e simulação
Figura 3.12 - Esquema da arquitetura de controlo de Dead-time
A Figura 3.12 ilustra o esquema implementado para fazer o controlo do dead-time [15]. Do andar de modulação resultam dois sinais, cujas funções são fazer o drive de um par de MOSFETs em diferentes braços (por exemplo, um sinal para o MOSFET superior do braço esquerdo e inferior do direito, e o outro para os complementares). Aqui, os mesmos fluem por um filtro passa baixo com uma contante de tempo m, cuja principal função é a de introduzir um atraso em cada ascensão da tensão, idêntico ao representado na Figura 3.13.
Figura 3.13 - Atraso temporal na ascensão do sinal de drive dos MOSFETs
O significado desta variável é o de um tempo de subida que decorre desde que o sinal de saída vai dos 10 % aos 90 % do seu valor final.
3.4 Desenho do controlo de Dead-Time 45
Por sua vez, a descida é feita em sincronismo com o sinal de entrada do filtro, devido ao efeito do díodo rápido em paralelo com as resistências, pois nesta condição, o mesmo fica diretamente polarizado e assim entra em condução, o que por sua vez provoca o descarregar do condensador (C13 e C14), que caso contrário manteria os níveis de tensão durante muito mais tempo, resultando num erróneo instante de entrada em corte para os respetivos MOSFETs. Tem-se assim um circuito com tempos de subida e descida assimétricos.
Seguidamente, V1 e V2 são comparados com uma determinada tensão de referência e quando acima desta, a saída dos comparadores TLV3501 toma o valor lógico positivo de 5 V. A tensão de referência é obtida através de um divisor resistivo alimentado pelos 5 V do circuito lógico. Desta forma, variando a referência e a constante de tempo , é possível controlar o atraso introduzido na entrada em condução de um determinado par de MOSFETs. Já a entrada em corte é feita muito próximo do instante de início da descida do sinal de entrada, sem atraso significativo, uma vez que a evolução descendente para valores abaixo da tensão de referência é rápida.
Lembrando que parte do objetivo final passa por ter uma frequência de amostragem de 2,5 MHz, os pulsos na saída do modulador terão uma duração mínima de 0,4 µs (ciclo de amostragem). A abordagem adotada passa por fixar o valor de τ dos filtros, de modo a que o
dead-time seja ajustado apenas pela tensão de referência. Para proporcionar uma melhor
distinção entre os níveis de tensão do sinal a comparar, a constante de tempo foi ajustada de modo a que a ascensão termine próximo dos 0,4 µs, para assim aproveitar ao máximo o intervalo mínimo de duração dos pulsos, tal como apresentado na Figura 3.14.
Figura 3.14 - Formas de onda do controlo de dead-time. Losangos- saída do modulador, triângulos-
saída do passa-baixo, quadrados- saída do controlo de dead-time
Uma vez que se trata de uma operação onde se requer uma elevada precisão e o intervalo de tempo τ refere apenas à excursão de 0,5 V a 4,5 V, o valor do mesmo terá de ser inferior ao da duração do pulso (0,4 µs), para que assim se consiga alcançar uma tensão mais próxima dos 5 V ao fim de 0,4 µs. Desta forma consegue-se obter a diferenciação máxima dos níveis de
46 Desenho e simulação
tensão do sinal a comparar. O valor de τ foi obtido por simulação, resultando em C=0,3 nF e R=400 Ω.
Sabendo o valor final (5 V) e a constante de tempo ( m) pode-se então obter o valor da tensão de referência em função do dead-time desejado, através de
V
»¼½5 ¾1 ^ e
_@ÀÁÂÃ,
(3.12)o que resulta em 1,26 V, para N-º≅ 35 ®.
Figura 3.15 - Formas de onda da simulação do controlo de dead-time desenhado
Na Figura 3.15 é possível testemunhar o correto funcionamento do controlo de dead-
time. Pela diferença da posição temporal entre o cursor C1 e C2 verifica-se que há um atraso
de 38 ns, o que é aceitavelmente próximo do pretendido.
Embora vão existir pulsos com duração superior a 0,4 µs, tal não representa nenhum tipo de problema para este sistema, uma vez que o valor máximo de dead-time nunca deve ser demasiado superior ao estritamente necessário, pois desse ponto em diante, este mecanismo passa a ser responsável pela introdução de elevados níveis de distorção.
Para terminar esta secção, resta referir que os comparadores escolhidos foram os TLV3501 da Texas Instruments, devido às suas rápidas prestações, uma vez que desempenham uma função onde se pretende uma saída rail-to-rail de elevada frequência entre 0 e 5 V. A sua alternância máxima é de 80 MHz, com N2 Nb 1,5 ®, que são valores bem seguros para a aplicação aqui em causa, uma vez que estamos a falar em casos onde no máximo a frequência será de 2,5 MHz.
A capacidade em tensão também foi analisada, para assegurar que suportam os 5 V da tensão de alimentação do circuito lógico, o que se verificou não ser um problema, uma vez que este componente opera com tensões até 5,5 V. Por último, mas não de menor importância, foi analisada a tensão mínima de overdrive, que representa a mínima diferença entre o pino positivo e negativo, de modo a que a saída mude de estado. Esta vale 5 mV, o
3.4 Desenho do controlo de Dead-Time 47
que confere uma precisão bastante elevada e suficiente para a aplicação em causa, tendo em conta que a comparação no máximo será feita entre dezenas de mV (a demonstrar na secção 3.5.2).