UNIVERSIDADE TECNOLÓGICA FEDERAL DO PARANÁ PROGRAMA DE PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA
ELIAS VICENSI
PROJETO E IMPLEMENTAÇÃO DE UM CONVERSOR ELEVADOR
DE TENSÃO ALIMENTADO EM CORRENTE COM ACOPLAMENTO
MAGNÉTICO APLICADO EM SISTEMAS FOTOVOLTAICOS
DISSERTAÇÃO
PATO BRANCO 2019
ELIAS VICENSI
PROJETO E IMPLEMENTAC
¸ ˜
AO DE UM CONVERSOR ELEVADOR
DE TENS ˜
AO ALIMENTADO EM CORRENTE COM ACOPLAMENTO
MAGN ´
ETICO APLICADO EM SISTEMAS FOTOVOLTAICOS
Dissertac¸ ˜ao apresentada ao Programa de P ´os-Graduac¸ ˜ao em Engenharia El ´etrica - PPGEE, da Universidade Tecnol ´ogica Federal do Paran ´a - UTFPR, Campus Pato Branco, como requisito parcial para obtenc¸ ˜ao do t´ıtulo de Mestre em Engenha-ria.
Orientador: Prof. Dr. Carlos Marcelo de Oliveira Stein
PATO BRANCO 2019
Ficha Catalográfica elaborada por Suélem Belmudes Cardoso CRB9/1630 Biblioteca da UTFPR Campus Pato Branco
V632p Vicensi, Elias.
Projeto e implementação de um conversor elevador de tensão
alimentado em corrente com acoplamento magnético aplicado em sistemas fotovoltaicos / Elias Vicensi. -- 2019.
140 f. : il. ; 30 cm
Orientador: Prof. Dr. Carlos Marcelo de Oliveira Stein
Dissertação (Mestrado) - Universidade Tecnológica Federal do Paraná. Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica. Pato Branco, PR, 2019.
Bibliografia: f. 120 - 124.
1. Conversores de corrente elétrica. 2. Acoplamentos. 3. Sistemas de energia fotovoltaica. I. Stein, Carlos Marcelo de Oliveira, orient. II.
Universidade Tecnológica Federal do Paraná. Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica. III. Título.
Ministério da Educação
Universidade Tecnológica Federal do Paraná
Câmpus Pato Branco
Diretoria de Pesquisa e Pós-Graduação
Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica UNIVERSIDADE TECNOLÓGICA FEDERAL DO PARANÁ
PR
TERMO DE APROVAÇÃO Título da Dissertação n.° 070
“Projeto e Implementação de um Conversor Elevador de Tensão Alimentado em Corrente com Acoplamento Magnético Aplicado em Sistemas
Fotovoltaicos”
por Elias Vicensi
Dissertação apresentada às treze horas e trinta minutos, do dia vinte e quatro de junho de dois mil e dezenove, como requisito parcial para obtenção do título de MESTRE EM ENGENHARIA ELÉTRICA, do Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica – Universidade Tecnológica Federal do Paraná, Câmpus Pato Branco. O candidato foi arguido pela Banca Examinadora composta pelos professores abaixo assinados. Após deliberação, a Banca Examinadora considerou o trabalho APROVADO.
Banca examinadora:
Prof. Dr. Carlos Marcelo de Oliveira Stein
UTFPR/PB (orientador)
Prof. Dr. Jorge Luis Roel Ortiz
UTFPR/PB
Prof. Dr. Juliano de Pelegrini Lopes
UTFPR/PB
Prof. Dr. Gustavo Weber Denardin
Coordenador do Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica - PPGEE/UTFPR
A versão devidamente assinada deste termo, encontra-se em arquivo no PPGEE -UTFPR – Câmpus Pato Branco.
______________________________
Prof. Dr. Jumar Luis Russi
UNIPAMPA/RS (participação à distância)
Dedico este trabalho aos meus pais, Plinio Anibal Vicensi e Ignez Bogoni Vicensi, ao meu irm ˜ao Jonas Plinio Vicensi e, ao meu padrinho e amigo Joaquim Henrique Gatto, pelo apoio, amor, carinho e seus ensinamentos de vida. Serei eternamente grato.
AGRADECIMENTOS
Agradec¸o `a Deus.
Ao meu orientador e amigo Professor Dr. Carlos Marcelo de Oliveira Stein, pelos seus ensinamentos, contribuic¸ ˜oes e confianc¸a para realizar este trabalho, a quem serei eternamente grato. Aos professores, Carlos Marcelo de Oliveira Stein, Jorge Luis Roel Ortiz, Juliano de Pelegrini Lopes e Jumar Lu´ıs Russi, que fizeram parte da banca examinadora, pelas considerac¸ ˜oes e contribuic¸ ˜oes para o enriqueci-mento deste trabalho.
A todos os professores do programa de p ´os-graduac¸ ˜ao, em especial, Emer-son Giovani Carati e Rafael Cardoso, pelas contribuic¸ ˜oes ao longo do curso. Aos cole-gas de p ´os-graduac¸ ˜ao que, de alguma maneira, ajudaram no desenvolvimento deste trabalho, pelas constantes trocas de informac¸ ˜oes e experi ˆencias. Al ´em disso, os mo-mentos de lazer e descontrac¸ ˜ao ser ˜ao lembrados.
`
A Universidade Tecnol ´ogica Federal do Paran ´a (UTFPR), em especial ao PPGEE, por terem proporcionado a estrutura f´ısica e todos os equipamentos ne-cess ´arios para o desenvolvimento deste trabalho. Agradec¸o tamb ´em aos funcion ´arios da secretaria do PPGEE, pelo aux´ılio e dedicac¸ ˜ao.
Aos amigos(as) e colegas de graduac¸ ˜ao Aline Vanzella, Andres Dal Pupo, Cassiano Ferro Moraes, C ´elio Ant ˆonio Degaraes, Edivan Laercio Carvalho da Silva, Gustavo Kruger Schmidt, Ismael Perin, Mauricio Glovacki, Luiz Henrique Meneghetti e Yohhann Hofmann, os quais proporcionaram momentos de amizade, descontrac¸ ˜ao e incentivo.
A CAPES e Fundac¸ ˜ao Arauc ´aria pelo aux´ılio financeiro para a realizac¸ ˜ao deste trabalho e tamb ´em `a UTFPR pelo apoio financeiro para apresentac¸ ˜ao de traba-lho em congresso.
RESUMO
VICENSI, Elias. PROJETO E IMPLEMENTAC¸ ˜AO DE UM CONVERSOR ELEVADOR DE TENS ˜AO ALIMENTADO EM CORRENTE COM ACOPLAMENTO MAG-N ´ETICO APLICADO EM SISTEMAS FOTOVOLTAICOS. 2019. 141p. Dissertac¸ ˜ao − Programa de P ´os-Graduac¸ ˜ao em Engenharia El ´etrica, Universidade Tecnol ´ogica Fe-deral do Paran ´a, Pato Branco, 2019.
Este trabalho prop ˜oe o desenvolvimento de um conversor ACCFHB (Active-Clamped Current-Fed Half-Bridge) alimentado em corrente com acoplamento magn ´eti-co e grampeamento ativo, operando em malha aberta para aplicac¸ ˜oes em sistemas fotovoltaicos com alto ganho de tens ˜ao. Inicialmente s ˜ao apresentadas as carac-ter´ısticas do conversor boost e suas variac¸ ˜oes e, consequentemente, a topologia do conversor boost intercalado, apontando suas vantagens e desvantagens. Em seguida, realiza-se a an ´alise do conversor CFHB (Current-Fed Half-Bridge) alimentado em cor-rente e a implementac¸ ˜ao pr ´atica do conversor, com o intuito de verificar os efeitos cau-sados pela indut ˆancia de dispers ˜ao do transformador no funcionamento do circuito. O principal efeito s ˜ao os picos de tens ˜oes gerados sobre as chaves semicondutores que podem extrapolar os limites e danificar as chaves. Diante disso, s ˜ao inseridos circuitos auxiliares do tipo snubber para minimizar esses efeitos. Por fim, s ˜ao apresentadas as etapas de operac¸ ˜ao do conversor ACCFHB que servem de base para o projeto e com isso, o prot ´otipo ´e constru´ıdo para obter os resultados experimentais que s ˜ao comparados com a teoria. Os principais resultados obtidos podem ser citados, como: elevado ganho de tens ˜ao, reduc¸ ˜ao do tamanho f´ısico do conversor atrav ´es dos induto-res acoplados, elevac¸ ˜ao do rendimento, reduc¸ ˜ao dos efeitos causados pela indut ˆancia de dispers ˜ao e a tens ˜ao m ´axima sobre as chaves fica grampeada.
Palavras-chave: Conversor ACCFHB, Conversor boost intercalado, Acoplamento mag-n ´etico.
ABSTRACT
DESIGN AND IMPLEMENTATION OF A STEP-UP VOLTAGE CURRENT FED CONVERTER WITH MAGNETIC COUPLING APPLIED PHOTOVOLTAIC SYS-TEMS. 2019. 141p. Master Thesis − Postgraduation Program in Electrical Enginee-ring, Federal University of Technology − Paran ´a. Pato Branco, 2019
This paper proposes the design of an Active-Clamped Current-Fed Half-Bridge converter (ACCFHB) with magnetic-coupling, operating in open loop for pho-tovoltaic applications with high voltage gain. Initially the characteristics of the boost converter and its deviations are shown, consequently the interleaved boost converter is presented, pointing out its advantages and disadvantages. Next, the analysis of the Current-Fed Half-Bridge Converter (CFHB) is made, and its physical implementation is realized, with the intent to verify the effects caused by the leakage inductance of the transformer over the circuit functioning. The main effects are the voltage spikes over the semiconductor switches, that can surpass the supported limits causing permanent damage. In front of that, snubber auxiliary circuits are inserted in order to minimize theese effects. Lastly, the power stages of the ACCFHB converter are shown in order to realize its design, and with that, the prototype was build in order to obtain the expe-rimental results that are compared with the theory. The main results obtained can be cited as: high voltage gain, physical size reduction of the converter by means of cou-pled inductors, an efficiency increase, reduction of the effects caused by the leakage inductance, and a clamped voltage over the switches.
LISTA DE FIGURAS
Figura 1: Sistema fotovoltaico gen ´erico. . . 22
Figura 2: Conversor boost. . . 27
Figura 3: Conversor boost em cascata. . . 29
Figura 4: Conversor boost quadr ´atico. . . 31
Figura 5: Conversor boost utilizando multiplicador de tens ˜ao com N est ´agios. 31 Figura 6: Conversor boost modificado (a) indutor acoplado e (b) indutor acoplado e snubber. . . 32
Figura 7: Conversor boost intercalado. . . 34
Figura 8: Conversor Half-Bridge alimentado em corrente. . . 35
Figura 9: Conversor ACCFHB com o capacitor de grampeamento conec-tado ao n ´o positivo. . . 36
Figura 10: Conversor ACCFHB modificado com o capacitor de grampea-mento conectado ao n ´o positivo. . . 37
Figura 11: Conversor ACCFHB modificado com o capacitor de grampea-mento conectado ao n ´o negativo. . . 38
Figura 12: Topologia do conversor ACCFHB. . . 39
Figura 13: Diagrama em blocos de conversores intercalado. . . 41
Figura 14: Topologia conversor boost intercalado. . . 42
Figura 15: Formas de onda dos comandos, correntes nos indutores e cor-rente de entrada. . . 43
Figura 16: Etapa 1. . . 44
Figura 17: Etapa 2. . . 45
Figura 18: Etapa 4. . . 47
Figura 19: Forma de onda da corrente no capacitor. . . 48
Figura 21: As formas de onda do conversor s ˜ao: (a) e (b) comandos, (c) e (d) corrente nos indutores boost e (e) tens ˜ao no enrolamento
prim ´ario do transformador. . . 50
Figura 22: Etapa 1. . . 51
Figura 23: Etapa 2. . . 52
Figura 24: Etapa 4. . . 53
Figura 25: Tens ˜ao e corrente na chave S1 para Ld = 0,85 µH. . . 57
Figura 26: Tens ˜ao e corrente na chave S1 para Ld = 9,6 µH. . . 57
Figura 27: Circuito magn ´etico simples. . . 59
Figura 28: Circuito magneticamente acoplado. . . 60
Figura 29: Indutor acoplado quando: (a) diretamente acoplado e (b) inver-samente acoplado. . . 61
Figura 30: Topologia proposta do conversor ACCFHB. . . 62
Figura 31: As principais formas de onda do conversor com circuito gram-peador. . . 63 Figura 32: Etapa 1. . . 64 Figura 33: Etapa 2. . . 66 Figura 34: Etapa 3. . . 67 Figura 35: Etapa 4. . . 68 Figura 36: Etapa 5 . . . 69 Figura 37: Etapa 6 . . . 70 Figura 38: Etapa 7 . . . 71
Figura 39: Formas de onda da corrente nos indutores boost e corrente de entrada. . . 72
Figura 40: Formas de onda do semiciclo positivo da corrente no prim ´ario do transformador. . . 75
Figura 41: Indut ˆancia L normalizada versus raz ˜ao c´ıclica. . . 77
Figura 42: Formas de onda da tens ˜ao e corrente no capacitor de grampe-amento. . . 78
Figura 44: M ´odulo da corrente no enrolamento prim ´ario do transformador. 81 Figura 45: Curvas de ganho est ´atico versus raz ˜ao c´ıclica. . . 82 Figura 46: Duas variac¸ ˜oes poss´ıveis para construir os transformadores. . . 89 Figura 47: Diagrama do sistema implementado experimentalmente. . . 99 Figura 48: Formas de onda experimentais das correntes dos indutores boost
iL1 e iL2 e a entrada Iin para o conversor operando com Vin= 36 V e pot ˆencia Po = 320 W. . . 101 Figura 49: Formas de onda experimentais de tens ˜ao e corrente no
trans-formador e na chave principal para o conversor operando com Vin= 36 V e pot ˆencia Po = 320 W. . . 102 Figura 50: Formas de onda experimentais de tens ˜ao e corrente no
capaci-tor de grampeamento e na chave auxiliar para o conversor ope-rando com Vin = 36 V e pot ˆencia Po = 320 W. . . 103 Figura 51: Formas de onda experimentais da tens ˜ao de sa´ıda e os esforc¸os
de tens ˜ao e corrente no diodo retificador para o conversor ope-rando com Vin = 36 V e pot ˆencia Po = 320 W. . . 104 Figura 52: Rendimento m ´aximo do conversor operando com Vin = 36 V e
pot ˆencia Po= 320 W. . . 105 Figura 53: Formas de onda experimentais das correntes dos indutores boost
iL1 e iL2 e a entrada Iin para o conversor operando com Vin= 36 V e pot ˆencia Po = 320 W. . . 106 Figura 54: Formas de onda experimentais de tens ˜ao e corrente no
trans-formador e na chave principal para o conversor operando com Vin= 36 V e pot ˆencia Po = 320 W. . . 107 Figura 55: Formas de onda experimentais de tens ˜ao e corrente no
capaci-tor de grampeamento e na chave auxiliar para o conversor ope-rando com Vin = 36 V e pot ˆencia Po = 320 W. . . 108 Figura 56: Formas de onda experimentais da tens ˜ao de sa´ıda e os esforc¸os
de tens ˜ao e corrente no diodo retificador para o conversor ope-rando com Vin = 36 V e pot ˆencia Po = 320 W. . . 109 Figura 57: Rendimento m ´aximo do conversor operando com Vin = 36 V e
Figura 58: Formas de onda experimentais das correntes dos indutores boost iL1 e iL2 e a entrada Iin para o conversor operando com Vin= 36 V e pot ˆencia Po = 320 W. . . 110 Figura 59: Formas de onda experimentais de tens ˜ao e corrente no
trans-formador e na chave principal para o conversor operando com Vin= 36 V e pot ˆencia Po = 320 W. . . 111 Figura 60: Formas de onda experimentais de tens ˜ao e corrente no
capaci-tor de grampeamento e na chave auxiliar para o conversor ope-rando com Vin = 36 V e pot ˆencia Po = 320 W. . . 112 Figura 61: Formas de onda experimentais da tens ˜ao de sa´ıda e os esforc¸os
de tens ˜ao e corrente no diodo retificador para o conversor ope-rando com Vin = 36 V e pot ˆencia Po = 320 W. . . 113 Figura 62: Rendimento m ´aximo do conversor operando com Vin = 36 V e
pot ˆencia Po= 320 W. . . 113 Figura 63: Medic¸ ˜ao dos par ˆametros do transformador: (a) e (b) ensaio a
vazio. (c) e (d) ensaio em curto-circuito. . . 128 Figura 64: N ´ucleo e carretel tipo EE . . . 130 Figura 65: Indutor com entreferro: (a) geometria de um indutor (b) circuito
magn ´etico. . . 133 Figura 66: Distribuic¸ ˜ao do entreferro no n ´ucleo EE . . . 135 Figura 67: Medic¸ ˜ao dos par ˆametros do indutor acoplado: (a) e (b) ensaio a
vazio. (c) ensaio da indut ˆancia m ´utua M . . . 137 Figura 68: Distribuic¸ ˜ao dos enrolamentos. . . 139
LISTA DE TABELAS
1 Efici ˆencia medida. . . 33
2 Especificac¸ ˜oes para o projeto dos conversores. . . 55
3 Valores das grandezas projetadas para os conversores. . . 55
4 Especificac¸ ˜oes dos componentes. . . 57
5 Par ˆametros do painel MAXPOWER CS6U - 335P. . . 85
6 Especificac¸ ˜oes para o projeto de pot ˆencia do conversor ACCFHB. . . . 86
7 Especificac¸ ˜oes para dimensionamento do transformador. . . 88
8 Dimensionamento do transformador. . . 88
9 Dimens ˜oes do carretel EE 42/21/15. . . 90
10 Par ˆametros obtidos no medidor de LCR. . . 90
11 Valores calculados de M2 e k2. . . 91
12 Especificac¸ ˜oes para dimensionamento do indutor auxiliar. . . 92
13 Dimensionamento do indutor auxiliar. . . 92
14 Especificac¸ ˜oes para dimensionamento dos indutores boost. . . 94
15 Dimensionamento dos indutores boost. . . 95
16 Par ˆametros obtidos no medidor de LCR. . . 95
17 Resumo das especificac¸ ˜oes dos componentes. . . 100
18 Os principais resultados experimentais. . . 114
19 Par ˆametros obtidos no medidor de LCR. . . 129
20 Par ˆametros obtidos no medidor de LCR. . . 137
21 N ´umero de espiras dos enrolamentos. . . 139
LISTA DE SIGLAS
ACCFHB Active-Clamped Current-Fed Half-Bridge - Meia Ponte Alimentado em Corrente com Grampeamento Ativo.
AWG American Wire Gauge - Medida Americana de Fios.
CCM Continuous-Conduction Mode - Modo de Conduc¸ ˜ao Cont´ınua. CFHB Current-Fed Half-Bridge - Meia - Ponte Alimentado em Corrente. DSP Digital Signal Processor - Processador Digital de Sinal.
DCM Discontinuous-Conduction Mode - Modo de Conduc¸ ˜ao Descont´ınua. IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor - Transistor Bipolar de Porta Isolada. PV Photovoltaic - Fotovoltaica.
RMS Root Mean Square - Raiz do Valor M ´edio Quadr ´atico, valor eficaz. ZCS Zero-Current-Switching - Comutac¸ ˜ao em Zero de Corrente.
ZVS Zero-Voltage-Switching - Comutac¸ ˜ao em Zero de Tens ˜ao. PWM Pulse Width Modulation - Modulac¸ ˜ao por Largura de Pulso. IEA Ag ˆencia Internacional de Energia.
CA Corrente Alternada. CC Corrente Cont´ınua.
MME Minist ´erio de Minas e Energia.
LISTA DE S´IMBOLOS
D Raz ˜ao c´ıclica Vin Tens ˜ao de entrada Vo Tens ˜ao de sa´ıda
fs Frequ ˆencia de chaveamento Dmin Raz ˜ao c´ıclica m´ınima
IL Corrente no indutor
n Relac¸ ˜ao de transformac¸ ˜ao L1 Indutor boost
L2 Indutor boost
Lp Indut ˆancia do enrolamento prim ´ario Lsec Indut ˆancia do enrolamento secund ´ario
k Coeficiente de acoplamento magn ´etico dos indutores boost k2 Coeficiente de acoplamento magn ´etico do transformador M Indut ˆancia m ´utua dos indutores boost
M2 Indut ˆancia m ´utua do transformador Lx Indutor auxiliar Ca Capacitor de grampeamento Td1 Tempo morto S1 Chave principal S2 Chave principal Sa1 Chave auxiliar Sa2 Chave auxiliar
C1 Capacitor parasita da chave principal Ca1 Capacitor parasita da chave auxiliar Coss Capacitor de sa´ıda do MOSFET Po Pot ˆencia de sa´ıda
Ro Resist ˆencia de carga
iLp,min Corrente m´ınima no transformador
Co2 Capacitor de fitro de sa´ıda do conversor CC-CC VCa Tens ˜ao sobre o capacitor de grampeamento Ts Per´ıodo de chaveamento
Iin Corrente de entrada Io Corrente de sa´ıda
Vab Tens ˜ao entre os brac¸os do conversor iLp Corrente no enrolamento prim ´ario Ldp Indut ˆancia de dispers ˜ao
SUM ´ARIO 1 INTRODUC¸ ˜AO . . . 20 1.1 MOTIVAC¸ ˜AO . . . 21 1.2 OBJETIVO GERAL . . . 25 1.3 OBJETIVOS ESPEC´IFICOS . . . 26 1.4 ESTRUTURA DA DISSERTAC¸ ˜AO . . . 26 2 REVIS ˜AO DA LITERATURA . . . 27 2.1 INTRODUC¸ ˜AO . . . 27 2.2 CONVERSOR BOOST . . . 27
2.2.1 CONVERSOR BOOST EM MODO CCM . . . 28
2.3 CASCATEAMENTO DE CONVERSORES . . . 29
2.4 MULTIPLICAC¸ ˜AO DE TENS ˜AO . . . 31
2.5 CONVERSOR BOOST MODIFICADO COM INDUTOR ACOPLADO . . . 32
2.6 CONVERSOR BOOST INTERCALADO . . . 34
2.7 CONVERSOR HALF-BRIDGE ALIMENTADO EM CORRENTE . . . 35
2.8 CONSIDERAC¸ ˜OES FINAIS . . . 39
3 CONVERSOR BOOST INTERCALADO . . . 41
3.1 INTRODUC¸ ˜AO . . . 41
3.2 CONVERSOR BOOST INTERCALADO . . . 41
3.3 AN ´ALISE DO CONVERSOR . . . 44
3.3.1 Etapa 1 (t0 - t1) . . . 44
3.3.2 Etapa 2 (t1 - t2) . . . 45
3.3.3 Etapa 3 (t2 - t3) . . . 46
3.3.4 Etapa 4 (t4 - t3) . . . 46
3.5 ONDULAC¸ ˜AO DA CORRENTE NOS INDUTORES . . . 48
3.6 ONDULAC¸ ˜AO DA TENS ˜AO DE SA´IDA E CAPACITOR . . . 48
3.7 CONVERSOR BOOST INTERCALADO COM ISOLAC¸ ˜AO GALV ˆANICA . . . . 49
3.8 AN ´ALISE DO CONVERSOR . . . 51
3.8.1 Etapa 1 (t0 - t1) . . . 51
3.8.2 Etapa 2 (t1 - t2) . . . 52
3.8.3 Etapa 3 (t2 - t3) . . . 53
3.8.4 Etapa 4 (t3 - t4) . . . 53
3.9 GANHO EST ´ATICO . . . 54
3.10 ONDULAC¸ ˜AO DA CORRENTE NOS INDUTORES . . . 54
3.11 ONDULAC¸ ˜AO DA TENS ˜AO DE SA´IDA E CAPACITORES . . . 54
3.12 COMPARATIVO ENTRE OS CONVERSORES . . . 55
3.13 IMPLEMENTAC¸ ˜AO . . . 56
3.13.1 RESULTADOS EXPERIMENTAIS . . . 56
3.14 CONSIDERAC¸ ˜OES FINAIS DO CAP´ITULO . . . 58
4 CONVERSOR ACCFHB . . . 59
4.1 INTRODUC¸ ˜AO . . . 59
4.2 ACOPLAMENTO MAGN ´ETICO . . . 59
4.3 CONVERSOR ACCFHB COM ACOPLAMENTO MAGN ´ETICO . . . 62
4.4 AN ´ALISE DO CONVERSOR . . . 64 4.4.1 Etapa 1 (t0 - t1) . . . 64 4.4.2 Etapa 2 (t1 - t2) . . . 66 4.4.3 Etapa 3 (t2 - t3) . . . 67 4.4.4 Etapa 4 (t3 - t4) . . . 68 4.4.5 Etapa 5 (t4 - t5) . . . 69 4.4.6 Etapa 6 (t5 - t6) . . . 70 4.4.7 Etapa 7 (t6 - t7) . . . 71
4.5 DETERMINAC¸ ˜AO DA CORRENTE DE ENTRADA . . . 72
4.6 DETERMINAC¸ ˜AO DAS CORRENTE NOS INDUTORES BOOST . . . 74
4.6.1 Corrente m ´edia nos indutores L1 e L2 . . . 74
4.6.3 Corrente eficaz nos indutores L1 e L2 . . . 74
4.7 CORRENTE M´INIMA NO PRIM ´ARIO DO TRANSFORMADOR . . . 75
4.8 DETERMINAC¸ ˜AO DO TEMPO ta. . . 75
4.9 DETERMINAC¸ ˜AO DOS INDUTORES BOOST . . . 76
4.10 CAPACITOR DE GRAMPEAMENTO . . . 77
4.11 CAPACITORES DE SA´IDA . . . 79
4.12 CORRENTE NOS DIODOS RETIFICADORES . . . 80
4.13 CORRENTE NAS CHAVES PRINCIPAIS E AUXILIARES . . . 80
4.14 GANHO EST ´ATICO . . . 81
4.15 CONDIC¸ ˜OES PARA COMUTAC¸ ˜AO SUAVE . . . 83
4.16 CONSIDERAC¸ ˜OES FINAIS . . . 83
5 PROJETO DO CONVERSOR PROPOSTO . . . 85
5.1 INTRODUC¸ ˜AO . . . 85
5.2 ESPECIFICAC¸ ˜OES DO CONVERSOR . . . 85
5.3 TRANSFORMADOR . . . 87
5.3.1 Disposic¸ ˜ao dos enrolamentos . . . 89
5.4 RAZ ˜AO C´ICLICA . . . 92 5.5 INDUTORES ACOPLADOS . . . 93 5.6 CAPACITOR DE GRAMPEAMENTO . . . 95 5.7 CAPACITORES DE SA´IDA . . . 96 5.8 SEMICONDUTORES . . . 96 5.9 DETERMINAC¸ ˜AO DO TEMPO Td1 . . . 98
5.10 CONSIDERAC¸ ˜OES FINAIS . . . 98
6 RESULTADOS EXPERIMENTAIS . . . 99
6.1 DIAGRAMA DO SISTEMA EM MALHA ABERTA . . . 99
6.2 PRIMEIRA IMPLEMENTAC¸ ˜AO . . . 101
6.3 SEGUNDA IMPLEMENTAC¸ ˜AO . . . 105
6.5 COMPARAC¸ ˜AO DOS RESULTADOS EXPERIMENTAIS . . . 114
6.6 CONSIDERAC¸ ˜OES FINAIS . . . 115
7 CONCLUS ˜OES . . . 116
7.1 SUGEST ˜OES PARA TRABALHOS FUTUROS . . . 118
REFER ˆENCIAS . . . 124
AP ˆENDICE A - PROJETO DO TRANSFORMADOR . . . 125
A.1 METODOLOGIA . . . 125
AP ˆENDICE B - ENSAIO DOS TRANSFORMADORES . . . 128
AP ˆENDICE C - PROJETO DOS INDUTORES . . . 130
C.1 METODOLOGIA . . . 130
C.2 INDUTOR . . . 131
C.3 INDUTORES ACOPLADOS . . . 136
AP ˆENDICE D - ENSAIO DOS INDUTORES ACOPLADOS . . . 137
20
1 INTRODUC¸ ˜AO
A energia existe em v ´arias formas, sendo indispens ´avel para a sobreviv ˆen-cia da esp ´ecie humana. Al ´em disso, o homem evoluiu devido `a busca de novas al-ternativas ou maneiras de utilizar as fontes de energia dispon´ıveis para atender as necessidades no ambiente em que vive. Neste processo de descoberta surgem no-vos recursos devido `a exaust ˜ao, escassez ou inconveni ˆencia dos j ´a utilizados. Nesse contexto, a energia em forma de eletricidade ´e uma das mais vers ´ateis, o que a torna um recurso indispens ´avel para o desenvolvimento socioecon ˆomico de muitos pa´ıses e regi ˜oes (ANEEL, 2002).
Assim, a energia el ´etrica ´e um dos bens mais importantes para a sociedade moderna e pode-se citar seu uso na iluminac¸ ˜ao, movimento de m ´aquinas e equipa-mentos, controle da temperatura produzindo frio ou calor, nas ind ´ustrias e em diversos fatores associados `a qualidade de vida. Por ´em, os benef´ıcios proporcionados com o avanc¸o da tecnologia impactam diretamente no crescimento do consumo da energia el ´etrica (MMA, 2018).
O Plano Decenal de Expans ˜ao de Energia (PDE) do Minist ´erio de Minas e Energia (MME) que ´e respons ´avel por definir o cen ´ario num horizonte de 10 anos, prev ˆe desafios no setor energ ´etico devido ao crescimento econ ˆomico e populacional. A estimativa ´e de ter um aumento de 6 mil megawatts anualmente, mas para suprir essa demanda o parque gerador instalado dever ´a crescer 56% na pr ´oxima d ´ecada (MME, 2011).
Em virtude disso, ´e necess ´ario investir cada vez mais em usinas de gerac¸ ˜ao, linhas de transmiss ˜ao e distribuic¸ ˜ao para suprir `a demanda. Entretanto, isso causa s ´erios preju´ızos ambientais relacionados ao tipo fonte de energia usada na gerac¸ ˜ao da eletricidade. Existem dois tipos de fontes: 1) n ˜ao renov ´aveis, que utilizam o petr ´oleo, o g ´as natural, o carv ˜ao mineral e o ur ˆanio, e s ˜ao considerados poluentes e possuem potencial para causar danos ambientais graves tanto locais quanto globais e 2) as fon-tes renov ´aveis, tais como a ´agua, o sol, os ventos e a biomassa (lenha, bagac¸o de cana, carv ˜ao vegetal, ´alcool e res´ıduos vegetais), que tamb ´em podem afetar o meio
1.1 MOTIVAC¸ ˜AO 21
ambiente, mas s ˜ao consideradas formas mais limpas de gerac¸ ˜ao (MMA, 2018).
Dentre as fontes renov ´aveis, a energia solar fotovoltaica vem crescendo exponencialmente nos ´ultimos anos em todo o mundo, atingindo 300 GW. Por exem-plo: na ´Asia, segundo a Ag ˆencia Internacional de Energia (IEA), em 2014 houve a estabilizac¸ ˜ao e o mercado chin ˆes teve um crescimento de 15,2 GW em 2015, pas-sando para 34,45 GW, e nos Estados Unidos da Am ´erica praticamente dobrou de 7,3 para 14,7 GW em 2016.
No final de 2016 o brasil possu´ıa 81 MWp de energia solar fotovoltaica ins-talada, o que representava 0,005% da capacidade instalada no pa´ıs. A baixa utilizac¸ ˜ao deste recurso em relac¸ ˜ao a outros pa´ıses que s ˜ao l´ıderes em produc¸ ˜ao mundial ´e por-que a matriz energ ´etica brasileira ´e predominante renov ´avel, ou seja, a maior parte da energia gerada ´e proveniente do recurso h´ıdrico, e dessa forma s ˜ao poucos os incentivos para utilizac¸ ˜ao desta fonte (ENERGIA, 2015).
Por outro lado, o Brasil possui um potencial enorme de gerac¸ ˜ao fotovoltaica. Por exemplo: ao comparar duas regi ˜oes com ´ındices de irradiac¸ ˜ao diferentes, regi ˜oes que apresentam o menor ´ındice de irradiac¸ ˜ao no Brasil conseguem produzir mais do que as regi ˜oes com maior ´ındice de irradiac¸ ˜ao da Alemanha (PEREIRA et al., 2017).
Apesar da energia fotovoltaica contribuir com uma pequena parcela no Brasil, ainda existem alguns incentivos destinados `a gerac¸ ˜ao de energia. Pode-se citar o desenvol-vimento de tecnologias e produc¸ ˜ao de c ´elulas fotovoltaicas, equipamentos aplicados ao sistema e inversores (SILVA, 2015).
Nesse ˆambito, a eletr ˆonica de pot ˆencia desempenha um papel importante e um dos grandes desafios ao longo do processo de convers ˜ao da energia ´e o aumento do fluxo de pot ˆencia e reduc¸ ˜ao das perdas. Para atender esses requisitos ´e poss´ıvel utilizar conversores com alto ganho e elevado rendimento, mas em muitos casos, re-quer a inclus ˜ao de componentes adicionais que podem tornar o projeto invi ´avel. Essa busca por conversores mais eficientes est ´a intimamente ligado a saturac¸ ˜ao da matriz energ ´etica.
1.1 MOTIVAC¸ ˜AO
Um dos desafios enfrentados atualmente ´e o uso eficiente e racional da energia el ´etrica, ou seja, s ˜ao reflexos da escassez dos recursos da matriz energ ´etica, no que tange a energia el ´etrica. Diante disto, uma das alternativas para contornar
1.1 MOTIVAC¸ ˜AO 22
esses desafios ´e a utilizac¸ ˜ao de equipamentos com efici ˆencia elevada.
Os sistemas fotovoltaicos (PV) conectados `a rede el ´etrica, em especial as aplicac¸ ˜oes residenciais, tiveram r ´apido crescimento na Europa, Jap ˜ao e nos EUA. Na Figura 1 ´e apresentado um sistema fotovoltaico gen ´erico, ou seja, um microinversor fotovoltaico conectado `a rede com seus principais componentes.
Figura 1: Sistema fotovoltaico gen ´erico.
Os pain ´eis fotovoltaicos s ˜ao constitu´ıdos de c ´elulas fotovoltaicas que geram uma tens ˜ao cont´ınua (CC) oriunda da radiac¸ ˜ao solar. A energia solar ´e convertida em energia el ´etrica cont´ınua atrav ´es do efeito fotovoltaico. Uma c ´elula fotovoltaica ´e formada por sil´ıcio cristalino e normalmente ´e capaz de gerar uma pot ˆencia na faixa de 1 a 3 Watts, onde a tens ˜ao ´e menor que 0,5 V. Os sistemas fotovoltaicos exigem maior pot ˆencia e para isso, as c ´elulas fotovoltaicas s ˜ao interligadas em s ´erie, formando os m ´odulos. Tipicamente, os m ´odulos comerciais s ˜ao constitu´ıdos, por exemplo, de 36 c ´elulas em s ´erie capazes de gerar 18 V na sa´ıda, mas para alcanc¸ar pot ˆencias maiores s ˜ao agrupados v ´arios m ´odulos (PATEL, 2006).
Os arranjos fotovoltaicos produzem uma tens ˜ao de sa´ıda baixa em seus terminais, o que n ˜ao satisfaz o requisito exigido para alimentar conversores em meia-ponte, ponte completa ou inversores atrav ´es do barramento CC. Por exemplo, os in-versores necessitam de no m´ınimo 200 V no barramento para garantir 127 VRM S em sua sa´ıda. Assim, o elemento que est ´a entre a gerac¸ ˜ao fotovoltaica e o barramento CC ´e o conversor CC-CC que tem a func¸ ˜ao de adequar os n´ıveis de tens ˜ao e corrente
(LI; HE, 2011).
Neste contexto, os conversores est ´aticos de pot ˆencia tem a func¸ ˜ao de con-verter sinais cont´ınuos (CC) e alternados (CA) das mais diversas formas, e s ˜ao classifi-cados como conversores CC-CC, CA-CC, CC-CA e CA-CA. Existem v ´arias topologias de conversores que realizam cada um desses tipos de convers ˜ao.
1.1 MOTIVAC¸ ˜AO 23
A proposta deste trabalho ´e estudar, analisar e construir um conversor do tipo CC-CC que est ´a destacado em vermelho com linha tracejada na Figura 1 para o processamento de energia em arranjos solares fotovoltaicos. Na literatura existem in ´umeras topologias que exercem essa func¸ ˜ao.
Os conversores CC-CC convencionais possuem uma estrutura simples, mas enfrentam algumas limitac¸ ˜oes. Em aplicac¸ ˜oes onde ´e necess ´ario manter n´ıveis baixos da ondulac¸ ˜ao de corrente na entrada e na tens ˜ao de sa´ıda, o conversor bo-ost por exemplo, utiliza filtro de elevado valor. Al ´em disso, possui limitac¸ ˜oes f´ısicas tais como: a capacidade de bloqueio de tens ˜ao e de conduc¸ ˜ao de corrente que limi-tam a chave semicondutora. As perdas por comutac¸ ˜ao que ocorrem neste dispositivo, limitam a m ´axima frequ ˆencia de comutac¸ ˜ao (POMILIO, 2015).
No campo das energias renov ´aveis (e ´olica e fotovoltaica), os conversores CC-CC tem sido o centro das atenc¸ ˜oes devido as in ´umeras aplicac¸ ˜oes, tais como: armazenamento de energia baseado em baterias, fontes de alimentac¸ ˜ao ininterrup-tas, integrac¸ ˜ao de energias renov ´aveis e ultracapacitores. Essas aplicac¸ ˜oes s ˜ao des-tinadas a alimentar inversores conectados `a rede, mas para isso, ´e necess ´ario um conversor com elevado ganho de tens ˜ao (SHITOLE et al., 2018).
Sendo assim, diversas topologias foram propostas na literatura para au-mentar o ganho de tens ˜ao, o desempenho e a efici ˆencia dos conversores CC-CC (
IS-MAIL et al., 2008). Esses conversores podem ser classificados em dois grupos, isolados
e n ˜ao-isolados.
As topologias dos conversores n ˜ao-isolados com elevado ganho de tens ˜ao s ˜ao baseadas nos conversores cl ´assicos que s ˜ao modificados e assim, surgem as topologias com transformador, indutores acoplados, multi-est ´agios, etc. As estruturas que possuem transformador e indutor acoplado s ˜ao as mais adequadas para alcanc¸ar elevado ganho de tens ˜ao, alta efici ˆencia e alta densidade de pot ˆencia (ZHANG et al., 2017).
Al ´em disso, os indutores acoplados s ˜ao utilizados pela raz ˜ao de reduzir volume e peso, mas podem saturar devido aos fluxos CC gerados pelas correntes CC. A saturac¸ ˜ao ´e eliminada atrav ´es do acoplamento magn ´etico inverso nos enrolamentos, o que cancela os fluxos CC e tamb ´em pela inserc¸ ˜ao de entreferro (EBISUMOTO et al., 2017).
1.1 MOTIVAC¸ ˜AO 24
Outra topologia n ˜ao-isolada ´e o conversor boost intercalado que possui al-gumas caracter´ısticas interessantes tais como: menores oscilac¸ ˜oes na corrente de entrada e reduc¸ ˜ao dos esforc¸os nas chaves semicondutoras. Al ´em disso, a estrutura do conversor boost intercalado ´e uma soluc¸ ˜ao para aumentar o n´ıvel de pot ˆencia, mas o n ´umero de componentes ativos e passivos dobram. Uma vantagem deste conversor ´e a reduc¸ ˜ao do tamanho f´ısico dos elementos magn ´eticos (LI; HE, 2011). A versatili-dade do conversor boost intercalado possibilita inserir transformador auxiliar, indutores acoplados e capacitores chaveados (TESTON et al., 2015a).
Em alguns pa´ıses n ˜ao ´e permitido o uso de conversores sem isolac¸ ˜ao galv ˆanica, devido ao sistema de aterramento requerido para a protec¸ ˜ao contra cho-ques el ´etricos e inc ˆendios. Portanto, os inversores ou microinversores n ˜ao-isolados s ˜ao proibidos e nesse trabalho optou-se em utilizar topologias com isolac¸ ˜ao galv ˆanica por meio de transformadores (TESTON et al., 2016).
Os conversores CC-CC isolados encontrados na literatura s ˜ao baseados em dois grandes grupos: conversores alimentados em tens ˜ao e conversores alimen-tados em corrente, que possuem caracter´ısticas pr ´oprias com suas respectivas vanta-gens e desvantavanta-gens.
Os conversores alimentados em tens ˜ao apresentam algumas vantagens em relac¸ ˜ao aos conversores CC-CC convencionais. Por exemplo, o conversor push-pull possui isolac¸ ˜ao galv ˆanica entre a entrada e sa´ıda que ´e proporcionada pelo uso de um transformador e que est ´a relacionada `a extrac¸ ˜ao de n´ıveis maiores de pot ˆencia. Por outro lado, algumas desvantagens est ˜ao associadas, tais como: a dispers ˜ao do trans-formador causa pico de tens ˜ao nas chaves semicondutoras, o que poder ´a danificar as mesmas; o conversor alimentado em tens ˜ao n ˜ao pode trabalhar com sobreposic¸ ˜ao dos comandos das chaves semicondutoras, ou seja, a raz ˜ao c´ıclica D deve ser me-nor que 0,5 para evitar curto-circuito; se os tempos de atuac¸ ˜ao das chaves forem diferentes, o n ´ucleo de ferrite pode saturar devido `a componente CC n ˜ao nula, pois ocorre desequil´ıbrio do fluxo magn ´etico causado no processo de magnetizac¸ ˜ao e desmagnetizac¸ ˜ao do n ´ucleo; em raz ˜ao da n ˜ao exist ˆencia de um indutor na entrada do conversor, podem ocorrer surtos de corrente (MELLO, 2011).
Os conversores alimentados em tens ˜ao s ˜ao largamente usados em aplica-c¸ ˜oes onde a tens ˜ao de sa´ıda Vo ´e menor que a tens ˜ao de entrada Vin. Caso seja necess ´ario utilizar em aplicac¸ ˜oes que exigem alto ganho de tens ˜ao, o transformador
1.2 OBJETIVO GERAL 25
torna-se volumoso devido ao elevado n ´umero de espiras e, consequentemente, difi-culdades ser ˜ao encontradas para controlar a indut ˆancia de dispers ˜ao, em virtude dos valores elevados. Al ´em disso, tens ˜oes elevadas s ˜ao geradas sobre os diodos retifi-cadores de sa´ıda, causando interfer ˆencia eletromagn ´etica e reduc¸ ˜ao da efici ˆencia do conversor (CHOI et al., 2009).
Por outro lado, os conversores isolados alimentados em corrente que pos-suem duas chaves em sua estrutura, por exemplo, a topologia push-pull n ˜ao podem operar com a raz ˜ao c´ıclica menor que 50%, em nenhuma hip ´otese e caso isso ocorra, n ˜ao haver ´a caminho para desmagnetizar o indutor de entrada e assim, a energia acu-mulada provoca tens ˜oes destrutivas sobre as chaves.
Devido a utilizac¸ ˜ao de apenas um indutor na entrada ´e poss´ıvel configurar o conversor para uma ´unica sa´ıda ou m ´ultiplas sa´ıdas com elevado ganho de tens ˜ao. Outro ponto positivo diz respeito `a alta imped ˆancia entre a fonte de alimentac¸ ˜ao e o transformador, de modo a assegurar que mesmo em condic¸ ˜oes de desequil´ıbrio do fluxo magn ´etico o transformador n ˜ao ir ´a saturar (PRESSMAN, 2009).
´
E importante ressaltar que utilizou-se como exemplo a topologia push-pull para as duas vers ˜oes para fins de comparac¸ ˜ao, mas na literatura exitem diversas to-pologias com suas peculiaridades. Mas quando trata-se de obter a caracter´ıstica de elevado ganho de tens ˜ao, os conversores alimentados em corrente s ˜ao os mais in-dicados. Desta forma, o foco deste trabalho ´e analisar o conversor ACCFHB (Active-Clamped Current-Fed Half-Bridge - Meia Ponte Alimentado em Corrente com Grampe-amento Ativo) de elevado ganho de tens ˜ao, com os indutores boost acoplados. Al ´em disso, a utilizac¸ ˜ao de indutores acoplados tem como atrativo a reduc¸ ˜ao do espac¸o f´ısico e aumento da efici ˆencia do conversor.
1.2 OBJETIVO GERAL
Desenvolver um conversor meia ponte alimentado em corrente com gram-peamento ativo (ACCFHB), com indutores acoplados aplicado a sistemas fotovoltai-cos.
1.3 OBJETIVOS ESPEC´IFICOS 26
1.3 OBJETIVOS ESPEC´IFICOS
• Desenvolver uma revis ˜ao bibliogr ´afica das principais topologias de conversores relacionadas ao tema;
• An ´alise do conversor ACCFHB com acoplamento magn ´etico;
• Projeto do conversor ACCFHB no modo de conduc¸ ˜ao cont´ınua (CCM); • Projeto e montagem dos elementos magn ´eticos;
• Implementac¸ ˜ao dos circuito de comando e pot ˆencia; • An ´alise dos resultados obtidos na pr ´atica.
1.4 ESTRUTURA DA DISSERTAC¸ ˜AO
O documento est ´a organizado da seguinte forma: o cap´ıtulo dois apresenta a revis ˜ao bibliogr ´afica das principais topologias de conversores relacionadas com esse trabalho. No cap´ıtulo tr ˆes realiza-se a an ´alise das principais caracter´ısticas do conver-sor boost intercalado e, consequentemente, ´e inserido o transformador para verificar o comportamento do conversor. O cap´ıtulo quatro trata da an ´alise do conversor proposto (ACCFHB), com acoplamento magn ´etico, em modo de conduc¸ ˜ao cont´ınua (CCM). Em seguida, um exemplo de projeto do conversor (ACCFHB) ´e realizado no cap´ıtulo cinco e para validar os resultados te ´oricos, s ˜ao apresentados os resultados experimentais no cap´ıtulo seis e, por fim, o cap´ıtulo sete apresenta as principais conclus ˜oes.
27
2 REVIS ˜AO DA LITERATURA
2.1 INTRODUC¸ ˜AO
Neste cap´ıtulo s ˜ao abordadas algumas topologias de conversores est ´aticos que est ˜ao relacionadas a esse trabalho, onde a principal caracter´ıstica ´e o elevado ga-nho de tens ˜ao para aplicac¸ ˜oes fotovoltaicas. Na literatura existem diversas topologias de conversores est ´aticos que exercem essa func¸ ˜ao, mas inicialmente s ˜ao apresen-tados o conversor boost e suas variac¸ ˜oes. Na sequ ˆencia ´e estudada a topologia do conversor boost intercalado convencional que permite isolac¸ ˜ao galv ˆanica e a adic¸ ˜ao de circuitos auxiliares (snubbers), com suas respectivas vantagens e desvantagens.
Em aplicac¸ ˜oes fotovoltaicas onde n ˜ao h ´a necessidade de isolamento, o conversor boost convencional ´e uma escolha cl ´assica, devido `a estrutura simples e
`a caracter´ıstica de entrada em corrente.
2.2 CONVERSOR BOOST
A topologia do conversor CC-CC elevador de tens ˜ao, tamb ´em conhecido na literatura como conversor boost est ´a apresentada na Figura 2.
Figura 2: Conversor boost.
As topologias b ´asicas de conversores CC-CC encontradas na literatura pos-suem dois modos distintos de operac¸ ˜ao em func¸ ˜ao da corrente no indutor IL, durante o per´ıodo de chaveamento. No modo de conduc¸ ˜ao cont´ınua (CCM) a corrente IL per-manece positiva por todo o per´ıodo de chaveamento, onde apresenta duas etapas
2.2 CONVERSOR BOOST 28
e o modo conduc¸ ˜ao descont´ınua (DCM), no qual o conversor apresenta tr ˆes etapas, sendo que a corrente ILretorna a zero (HART, 2012).
Em ambos os modos de operac¸ ˜ao a chave S ´e controlada atrav ´es da raz ˜ao c´ıclica D do sinal PWM (Pulse Width Modulation), tanto para a carga quanto para a descarga da energia acumulada no indutor L.
2.2.1 CONVERSOR BOOST EM MODO CCM
A primeira etapa de operac¸ ˜ao ocorre quando a chave S est ´a conduzindo. A corrente que circula pelo indutor L tem a func¸ ˜ao de armazenar a energia em forma de campo magn ´etico e o capacitor C alimenta a carga R. Na segunda etapa, chave S est ´a aberta e o diodo D em conduc¸ ˜ao, com isso garante a desmagnetizac¸ ˜ao do indutor L, e juntamente com a fonte de alimentac¸ ˜ao Vinfornecem energia para `a carga R, ou seja, a tens ˜ao de sa´ıda Voaumenta (AHMED, 2000).
O ganho est ´atico (G) do conversor boost cl ´assico operando no modo de conduc¸ ˜ao cont´ınua (MCC) ´e dado pela equac¸ ˜ao (1).
G = V0 Vin
= 1
1 − D (1)
A equac¸ ˜ao (1) estabelece que a tens ˜ao de sa´ıda Vo ´e igual a tens ˜ao de entrada Vin quando a raz ˜ao c´ıclica ´e zero, ou seja, a chave S permanece sempre aberta. Por outro lado, a chave n ˜ao pode conduzir continuamente com a raz ˜ao c´ıclica igual a 1, mas para valores que se aproximam da unidade, o ganho de tens ˜ao tende ao infinito e ´e muito sens´ıvel `a variac¸ ˜oes de D (RASHID, 1999).
Teoricamente, todos os elementos do conversor boost s ˜ao ideais e o ga-nho de tens ˜ao ´e infinito, mas na pr ´atica, elevados valores de raz ˜ao c´ıclica reduzem drasticamente a efici ˆencia e o ganho de tens ˜ao (ERICKSON; MAKSIMOVIC, 2001). Essa
reduc¸ ˜ao ´e causada principalmente pelo aumento das perdas por conduc¸ ˜ao nos com-ponentes que ´e reflexo dos elevados picos de corrente (LI; HE, 2011).
Outro fator que deve ser levado em considerac¸ ˜ao ´e o custo benef´ıcio de elevar a frequ ˆencia de chaveamento fs para reduzir o tamanho de indutor e capacitor, pois em contrapartida as perdas de pot ˆencia na chave aumentam (HART, 2012).
Em n´ıveis elevados de pot ˆencia, o indutor torna-se grande, volumoso e pesado. Conforme a tens ˜ao de sa´ıda Vo aumenta, as perdas por comutac¸ ˜ao s ˜ao
2.3 CASCATEAMENTO DE CONVERSORES 29
maiores. Em alguns casos, os dispositivos semicondutores capazes de suportar os n´ıveis de tens ˜ao e corrente s ˜ao de dif´ıcil acesso.
Para resolver os problemas citados anteriormente, algumas modificac¸ ˜oes v ˆem sendo realizadas a partir da topologia boost para minimizar as limitac¸ ˜oes deste conversor.
Assim surgem v ´arias t ´ecnicas propostas na literatura que s ˜ao baseadas no conversor boost nos ´ultimos anos. Dentre essas t ´ecnicas, as mais comuns s ˜ao: cas-cateamento de conversores, multiplicadores de tens ˜ao e uso de indutores acoplados.
Essas t ´ecnicas s ˜ao utilizados para elevar o ganho est ´atico do conversor boost cl ´assico. Al ´em disso, um dos principais objetivos ´e garantir que o conversor opere com valores menores de raz ˜ao c´ıclica e reduc¸ ˜ao dos esforc¸os de tens ˜ao nos semicondutores.
2.3 CASCATEAMENTO DE CONVERSORES
Com o intuito de minimizar os problemas do conversor boost foi desenvol-vida uma topologia que associa dois conversores boost em cascata que ´e apresentado na Figura 3.
Figura 3: Conversor boost em cascata.
O primeiro est ´agio do conversor ´e destacado em vermelho (Boost A) que ´e composto pela chave S1, pelo diodo D1, pelo indutor L1e pelo capacitor C1. Essa etapa apresenta n´ıveis baixos de tens ˜ao V01 de ruptura dos elementos S1 e D1 e elevadas correntes.
2.3 CASCATEAMENTO DE CONVERSORES 30
O ´ultimo est ´agio (Boost B) em azul ´e constitu´ıdo, respectivamente, por S2, D2, L2, C2 e a carga resistiva Ro. Por sua vez, esse est ´agio deve suportar n´ıveis elevados de tens ˜ao em S2 e D2 e, consequentemente, as correntes s ˜ao menores
(EDELMOSER; HIMMELSTOSS, 2006).
Os conversores Boost A e Boost B podem trabalhar de modo independente, ou seja, cada est ´agio de convers ˜ao pode ser controlado individualmente atrav ´es das chaves S1 e S2, o que permite maior flexibilidade do sistema.
Conforme Boujelben et al. (2017), o ganho est ´atico do conversor boost em cascata ´e dada por (2).
G = Vo Vin = 1 1 − DA ! 1 1 − DB ! (2) sendo que DAe DB s ˜ao as raz ˜oes c´ıclicas do primeiro e do ´ultimo est ´agio do conver-sor. A equac¸ ˜ao (2) mostra que cada est ´agio ou c ´elula boost contribui com o ganho total do conversor, ou seja, a multiplicac¸ ˜ao das parcelas do Boost A e do Boost B. Ape-sar deste conversor atingir ganho elevado, algumas desvantagens surgem em relac¸ ˜ao a efici ˆencia, ao volume e as perdas.
Os conversores em cascata operam basicamente como dois conversores cl ´assicos em s ´erie e isso implica na reduc¸ ˜ao da efici ˆencia total do sistema. Al ´em disso, a cada novo est ´agio ou c ´elula boost ´e acrescentado um indutor, ou seja, o conversor aumenta consideravelmente seu tamanho, devido ao volume do elemento magn ´etico (ISMAIL et al., 2008).
Outro problema associado ao conversor ´e o crescimento do n ´umero de cha-ves semicondutoras, que conforme conversores boost s ˜ao inseridos em cascata, as perdas por conduc¸ ˜ao e comutac¸ ˜ao s ˜ao maiores. Para contornar esse problema ´e pro-posto por Barreto et al. (2002), uma simplificac¸ ˜ao do conversor, apresentada na Figura 4. A simplificac¸ ˜ao ´e relativamente simples, onde os elementos (S1 e D2) s ˜ao reposici-onados e adicionado o diodo D3. Essa nova estrutura d ´a origem ao conversor boost quadr ´atico, apresentada na Figura 4.
O conversor boost quadr ´atico ´e uma nova fam´ılia baseada em conversores boost em cascata, que possibilita a substituic¸ ˜ao de uma chave por um diodo. Assim, as perdas s ˜ao menores e o circuito de acionamento (drive) torna-se simples. Desta forma, o conversor boost quadr ´atico opera com apenas uma chave (S1) em CCM. O
2.4 MULTIPLICAC¸ ˜AO DE TENS ˜AO 31
Figura 4: Conversor boost quadr ´atico.
ganho est ´atico do conversor ´e definido por (3). Segundo Choudhury e Nayak (2015), o ganho est ´atico do conversor boost quadr ´atico ´e id ˆentico ao ganho do conversor boost em cascata. G = Vo Vin = 1 (1 − D)2 (3) 2.4 MULTIPLICAC¸ ˜AO DE TENS ˜AO
A Figura 5 ilustra a topologia do conversor boost com circuito multiplicador de tens ˜ao proposto por Berkovich et al. (2008).
Figura 5: Conversor boost utilizando multiplicador de tens ˜ao com N est ´agios.
A estrutura deste conversor possui v ´arios est ´agios de multiplicac¸ ˜ao, que ´e composto pelos capacitores C1 - CN, pelos diodos D1-DN, pela chave S1, pelo indutor L e pela carga resistiva R. O ganho est ´atico do conversor proposto na Figura 5 ´e definido por (4), sendo que o fator (N + 1)/2 ´e associado ao multiplicador de tens ˜ao que est ´a multiplicando a parcela do ganho est ´atico do conversor boost cl ´assico.
G = Vo Vin = N + 1 2 ! 1 1 − D (4)
2.5 CONVERSOR BOOST MODIFICADO COM INDUTOR ACOPLADO 32
sendo que N ´e o n ´umero total de capacitores que tamb ´em est ´a relacionado `a quanti-dade de est ´agios do conversor.
Essa topologia de conversores que utiliza multiplicadores de tens ˜ao ´e cons-trutivamente mais simples, devido ao fato de adicionar capacitores e diodos a cada est ´agio que ´e acrescentado. No entanto, para aplicac¸ ˜oes em que ´e necess ´ario um ganho entre 10 e 20 vezes, o conversor boost com multiplicador de tens ˜ao n ˜ao ´e a melhor opc¸ ˜ao por causa do elevado n ´umero de est ´agios. Isso implica em maiores perdas devido ao grande n ´umero de componentes, capacitores com capacidade de suportar tens ˜oes elevadas e o tamanho f´ısico do conversor.
Uma alternativa para evitar a uso de conversores com elevado n ´umero de est ´agios ´e empregando as variac¸ ˜oes do conversor boost com indutores acoplados.
2.5 CONVERSOR BOOST MODIFICADO COM INDUTOR ACOPLADO
A topologia do conversor boost modificado com indutor acoplado e circuito auxiliar (snubber ) foi proposta por Li et al. (2009) e Zhao et al. (2001), conforme mostra a Figura 6.
2.5 CONVERSOR BOOST MODIFICADO COM INDUTOR ACOPLADO 33
O circuito exibido na Figura 6(a), trata de uma modificac¸ ˜ao realizada a partir do conversor boost cl ´assico, onde o indutor L ´e substitu´ıdo pelo indutor acoplado que ´e formado pelos enrolamentos n1 e n2. No entanto, ao abrir a chave S1 do conversor a energia armazenada na indut ˆancia de dispers ˜ao Ldproduz pico de alta tens ˜ao, que pode danificar a chave (ZHAO et al., 2001).
Para resolver este problema Li et al. (2009) propuseram uma topologia que est ´a apresentada na Figura 6(b), onde ´e inserido um circuito auxiliar (snubber ), for-mado pelo capacitor C1 e pelo diodo D1. A func¸ ˜ao do circuito auxiliar ´e absorver a energia que est ´a armazenada na indut ˆancia de dispers ˜ao no momento em que a chave S1 encontra-se bloqueada.
De acordo com Li et al. (2009), o conversor est ´a operando em modo CCM e para cada ciclo de convers ˜ao s ˜ao realizadas seis etapas de operac¸ ˜ao. O ganho est ´atico (G) do conversor ´e expresso pela equac¸ ˜ao (5).
G = Vo Vin = 1 1 − D + D 1 − D (1 + k)N1− (1 − k) 2 (5)
sendo que k ´e o coeficiente de acoplamento magn ´etico e N1 a relac¸ ˜ao de trans-formac¸ ˜ao do indutor acoplado.
A partir da equac¸ ˜ao (5) ´e poss´ıvel observar que o ganho G do conversor depende de alguns par ˆametros do circuito, sendo que um deles ´e a relac¸ ˜ao de espiras entre os enrolamentos do indutor acoplado N1, que pode ser ajustada, permitindo ele-var o ganho est ´atico com a raz ˜ao c´ıclica constante. O outro par ˆametro ´e o coeficiente de acoplamento magn ´etico k que por sua vez, n ˜ao tem contribuic¸ ˜ao significativa para o ganho est ´atico ao ser comparado com N1.
Por fim, Li et al. (2009) obt ´em os dados experimentais da efici ˆencia do conversor para tr ˆes pontos de operac¸ ˜ao distintos, conforme a Tabela 1.
Tabela 1: Efici ˆencia medida.
Tens ˜ao de entrada - Vin 48V 60V 75V Raz ˜ao c´ıclica - D 0,60 0,52 0,45 Efici ˆencia - η 90,5% 91,8% 92,3%
2.6 CONVERSOR BOOST INTERCALADO 34
2.6 CONVERSOR BOOST INTERCALADO
A topologia do conversor boost intercalado apresentada na Figura 7 traz algumas vantagens em relac¸ ˜ao aos conversores vistos anteriormente.
Figura 7: Conversor boost intercalado.
A t ´ecnica de associar c ´elulas boost em paralelo, consiste na distribuic¸ ˜ao da pot ˆencia entre os conversores boost operando com a mesma frequ ˆencia de chave-amento, mas com os per´ıodos de chaveamento defasados entre si. Este fato per-mite a divis ˜ao da corrente atrav ´es das chaves semicondutoras S1 e S2 da estru-tura. Al ´em disso, as principais vantagens ao intercalar c ´elulas boost s ˜ao: (a) au-mentar a frequ ˆencia de comutac¸ ˜ao sem ser penalizado pela elevac¸ ˜ao das perdas por comutac¸ ˜ao (b) proporcionar um aumento da densidade de pot ˆencia sem reduzir a efici ˆencia do conversor (Balogh; Redl, 1993) e (c) a reduc¸ ˜ao da ondulac¸ ˜ao da corrente de entrada, devido a defasagem entre as correntes dos indutores boost. Como re-sultado, o tamanho, peso e o custo dos filtros podem ser reduzidos significativamente e tem sido amplamente utilizado em aplicac¸ ˜oes de alta pot ˆencia, ou seja, operando entre 200 e 2000 W (Zhang et al., 2014).
Apesar das vantagens citadas, o conversor boost intercalado apresenta como desvantagem um n ´umero maior de est ´agios, ou seja, crescente aumento dos elementos que comp ˜oem a topologia. Al ´em disso, os drivers para acionar as cha-ves semicondutoras crescem na mesma proporc¸ ˜ao em que mais c ´elulas boost s ˜ao adicionadas ao sistema (Nahar; Uddin, 2018).
2.7 CONVERSOR HALF-BRIDGE ALIMENTADO EM CORRENTE 35
2.7 CONVERSOR HALF-BRIDGE ALIMENTADO EM CORRENTE
As t ´ecnicas discutidas at ´e ent ˜ao, fazem uso de componentes eletr ˆonicos ativos e passivos para obter elevado ganho de tens ˜ao, de modo que estas t ´ecnicas de elevac¸ ˜ao n ˜ao utilizam transformador. Por outro lado, uma maneira simples de se obter grande elevac¸ ˜ao de tens ˜ao ´e empregando transformadores que permitem ajustar os n´ıveis de tens ˜ao por meio da relac¸ ˜ao de espiras. Essa t ´ecnica fornece isolac¸ ˜ao galv ˆanica entre a entrada e a sa´ıda do conversor.
Na literatura podem ser encontradas v ´arias topologias de conversores CC-CC isolados tais como: Forward, Flyback, C ´uk isolado, SEPIC isolado e ZETA isolado
(DREHER, 2012). Neste trabalho s ˜ao focadas as topologias de conversores Half-Bridge
- meia ponte alimentados em corrente.
A Figura 8 apresenta a estrutura b ´asica do conversor CFHB (Current-Fed Half-Bridge - Meia - Ponte Alimentado em Corrente) com retificador de onda completa na sa´ıda, conforme (Yungtaek Jang; Jovanovic, 2002).
Figura 8: Conversor Half-Bridge alimentado em corrente.
A topologia CFHB foi derivada pelo princ´ıpio da dualidade atrav ´es da to-pologia Meia-Ponte Alimentada em Tens ˜ao, que possui dois indutores L1 e L2 para aumentar a capacidade de pot ˆencia e confiabilidade (Wolfs, 1993). Essa topologia tamb ´em pode ser vista como a vers ˜ao isolada do conversor boost intercalado, onde o transformador ´e inserido entre os indutores e as chaves semicondutoras.
2.7 CONVERSOR HALF-BRIDGE ALIMENTADO EM CORRENTE 36
O grande problema dos conversores isolados ´e a inserc¸ ˜ao de elementos pa-rasitas (n ˜ao-idealidades) do transformador, tais como: capacit ˆancia entre enrolamen-tos, capacit ˆancia entre espiras, indut ˆancia de dispers ˜ao, etc. Os resultados causados s ˜ao picos de tens ˜ao nos semicondutores, altas perdas e interfer ˆencia eletromagn ´etica conduzida e irradiada (ARIVAZHAGAN; PRAKASH, 2011).
Para contornar esse problema s ˜ao inseridos circuitos auxiliares (snubber ) do tipo passivo ou ativo. Existem v ´arias possibilidades de circuitos snubber, mas isso causa alterac¸ ˜ao no funcionamento do conversor e, consequentemente, maiores custos e alterac¸ ˜ao em sua efici ˆencia.
O circuito da Figura 8 foi modificado e analisado em detalhes por (HAN et al., 2005) e designou a essa nova topologia a sigla ACCFHB (Active-Clamped Current-Fed Half-Bridge - Meia-Ponte Alimentado em Corrente com Grampeamento Ativo), devido ao circuito grampeado adicionado na topologia CFHB. Na Figura 9 ´e apresentado o conversor ACCFHB.
Figura 9: Conversor ACCFHB com o capacitor de grampeamento conectado ao n ´o positivo.
A topologia ACCFHB com capacitor de grampeamento ativo conectado ao n ´o positivo e com retificador de onda completa foi analisada e implementada por Rathore et al. (2007), onde o conversor est ´a operando com a tens ˜ao de entrada Vinde 22 V e 41 V e a pot ˆencia de sa´ıda Po de 200 W. A efici ˆencia medida em plena carga foi de 92% e 93%, respectivamente.
O circuito de grampeamento ´e composto por duas chaves auxiliares Sa1 e Sa2 e o capacitor Ca. As chaves auxiliares s ˜ao comutadas por ZVS (Zero-Voltage-Switching - Comutac¸ ˜ao em Zero de Tens ˜ao) em toda a faixa de operac¸ ˜ao do conver-sor. Por outro lado, as chaves principais S1 e S2 utilizam a energia armazenada na
2.7 CONVERSOR HALF-BRIDGE ALIMENTADO EM CORRENTE 37
indut ˆancia de dispers ˜ao do transformador (HF-TR) para operar em ZVS, ou seja, a condic¸ ˜ao ZVS apresenta uma faixa limitada e impacta diretamente na efici ˆencia do conversor.
De acordo com Rathore et al. (2009), a limitac¸ ˜ao pode ser resolvida atrav ´es de uma pequena modificac¸ ˜ao na topologia do conversor ACCFHB da Figura 9. Basi-camente, ´e inserido um indutor Lp em paralelo com o transformador nos pontos c e d, conforme mostra a Figura 10.
Figura 10: Conversor ACCFHB modificado com o capacitor de grampeamento conectado ao
n ´o positivo.
Nesse trabalho o autor analisa de forma detalhada o conversor proposto na Figura 10, onde todas as chaves semicondutoras est ˜ao operando em ZVS nas condic¸ ˜oes de carga leve e a plena carga com ampla variac¸ ˜ao de tens ˜ao. No entanto, para atingir ZVS em carga leve, a relac¸ ˜ao L0p/Ls deve ser menor. A indut ˆancia L0p ´e a indut ˆancia em paralelo com o enrolamento secund ´ario do transformador refletida ao prim ´ario. Consequentemente, os valores de pico e eficaz da corrente nas chaves aumentam, o que implica em maiores perdas, reduzindo a efici ˆencia do conversor. Para satisfazer as condic¸ ˜oes de carga leve e plena carga, a relac¸ ˜ao de transformac¸ ˜ao n deve ser ajustada. Quando n for igual a 3,5, a indut ˆancia Ls ´e menor e reduz o intervalo de ZVS. Para n igual a 4,5, a indut ˆancia Ls ´e maior e, consequentemente, aumenta o intervalo de ZVS, mas a regulac¸ ˜ao de tens ˜ao de sa´ıda para carga leve torna-se mais dif´ıcil.
Por outro lado, ´e poss´ıvel obter a regulac¸ ˜ao de tens ˜ao de sa´ıda para uma carga leve em uma ampla variac¸ ˜ao da tens ˜ao de entrada. Para isso, n dever ´a ser igual a 4 e a indut ˆancia Ls apresenta um valor intermedi ´ario. O valor eficaz da corrente
2.7 CONVERSOR HALF-BRIDGE ALIMENTADO EM CORRENTE 38
reduz `a medida que a relac¸ ˜ao L0
p/Lsaumenta, sendo que o caso abordado pelo autor essa relac¸ ˜ao ´e maior ou igual a 25. Assim, a comutac¸ ˜ao por ZVS ocorre at ´e atingir 12% da carga nominal e os diodos retificadores de sa´ıda operam com ZVS.
Apesar das vantagens citadas em relac¸ ˜ao `a ampla variac¸ ˜ao de carga que o conversor pode operar com as chaves semicondutoras operando em ZVS, o conversor ACCFHB apresentado na Figura 10 torna-se volumoso devido a inclus ˜ao do indutor Lp. Outra informac¸ ˜ao importante que pode ser extra´ıda da topologia ´e em relac¸ ˜ao `a conex ˜ao do capacitor de grampeamento Ca ao n ´o positivo, que por sua vez, influencia diretamente na corrente de entrada do conversor, ou seja, a parcela iCa ´e somada na ondulac¸ ˜ao da corrente de entrada. Essa conex ˜ao foi analisada de forma detalhada por Teston et al. (2015b) e o autor prop ˜oe que a conex ˜ao do capacitor seja realizada ao n ´o negativo para aplicac¸ ˜oes fotovoltaicas.
Em Teston et al. (2015a), o conversor ACCFHB ´e analisado de forma deta-lhada para duas configurac¸ ˜oes: (a) a primeira consiste na topologia apresentada na Figura 9, mas com o capacitor de grampeamento Ca conectado ao n ´o negativo entre os pontos e e f, (b) o conversor ACCFHB mostrado na Figura 9 ´e utilizado como base, mas as alterac¸ ˜oes s ˜ao realizadas no lado do enrolamento secund ´ario e na conex ˜ao do capacitor de grampeamento ao n ´o negativo. Basicamente ´e substitu´ıdo o retificador de onda completa que ´e constitu´ıdo pelos diodos (Dr1− Dr4) e o capacitor de filtro Co por um circuito dobrador de tens ˜ao, formado pelos diodos (Dr1)e (Dr2) e os capacitores Co1 e Co2, conforme mostra a Figura 11.
Figura 11: Conversor ACCFHB modificado com o capacitor de grampeamento conectado ao
2.8 CONSIDERAC¸ ˜OES FINAIS 39
A efici ˆencia do conversor ACCFHB com ponte de diodos ´e superior `a efici ˆen-cia do conversor com dobrador de tens ˜ao na sa´ıda, devido ao maior estresse de cor-rente nos diodos retificadores. Conforme Teston et al. (2015a), o conversor com ponte de diodos atingiu uma efici ˆencia de 95,7% e com dobrador de tens ˜ao 95,1%, medidos com a m ´axima tens ˜ao de entrada. A substituic¸ ˜ao do retificador n ˜ao causa impacto do lado prim ´ario do conversor, mas promove a reduc¸ ˜ao da relac¸ ˜ao de transformac¸ ˜ao “n” pela metade em relac¸ ˜ao ao conversor com ponte de diodos. Por esse motivo, a to-pologia do conversor com dobrador de tens ˜ao torna-se atrativa e, consequentemente, pela reduc¸ ˜ao de dois diodos e adic¸ ˜ao de um capacitor.
Os indutores s ˜ao elementos volumosos que podem ser substitu´ıdos por indutores acoplados. Os indutores acoplados oferecem vantagens como a reduc¸ ˜ao do n ´ucleo, menores perdas nos enrolamentos e melhora a ondulac¸ ˜ao da corrente (KOSAI
et al., 2009).
A vers ˜ao final do conversor CC-CC proposto nesse trabalho ´e apresentada na Figura 12, onde os indutores boost L1 e L2 s ˜ao acoplados magneticamente e o transformador ´e formado pelas indut ˆancias Lp e Lsec.
Figura 12: Topologia do conversor ACCFHB.
2.8 CONSIDERAC¸ ˜OES FINAIS
Neste cap´ıtulo foi apresentado inicialmente o conversor boost cl ´assico e posteriormente suas variac¸ ˜oes ou t ´ecnicas para obter elevado ganho de tens ˜ao. A primeira topologia estudada ´e a associac¸ ˜ao de conversores boost em s ´erie ou casca-teamento de conversores, mostrou-se uma boa opc¸ ˜ao quando ´e necess ´ario elevado
2.8 CONSIDERAC¸ ˜OES FINAIS 40
ganho de tens ˜ao, mas em compensac¸ ˜ao possui desvantagens em relac¸ ˜ao `a efici ˆencia, volume e perdas. A segunda topologia vista foi o conversor boost com multiplicac¸ ˜ao de tens ˜ao que possui algumas caracter´ısticas interessantes, tais como a reduc¸ ˜ao do n ´umero de indutores e chaves semicondutoras. Por outro lado, h ´a um crescimento do n ´umero de c ´elulas ou seja, capacitores e diodos s ˜ao inseridos ao inv ´es de indutores para obter elevado ganho de tens ˜ao. No entanto, a utilizac¸ ˜ao de indutores acoplados ´e a melhor opc¸ ˜ao devido ao efeito causado pela relac¸ ˜ao de transformac¸ ˜ao n que per-mite elevado ganho de tens ˜ao sem adicionar elementos ao sistema. Na sequ ˆencia foi abordada a topologia do conversor boost intercalado, com suas respectivas vantagens e desvantagens em relac¸ ˜ao ao conversor boost convencional, o que permite aumentar a densidade de pot ˆencia, mas o ganho est ´atico de tens ˜ao ´e o mesmo do conversor boost. Por ´em, a topologia permite a inserc¸ ˜ao de um transformador e com isso, d ´a-se origem ao conversor CFHB, onde a relac¸ ˜ao de transformac¸ ˜ao n permite aumentar o ganho est ´atico e reduzir a raz ˜ao c´ıclica do conversor. Em contrapartida, a indut ˆancia de dispers ˜ao do transformador causa picos de tens ˜ao indesejados sobre as chaves semicondutoras. Assim, a topologia do conversor ACCFHB com capacitor de gram-peamento ativo nas suas diversas variac¸ ˜oes de conex ˜ao do capacitor ao n ´o positivo e negativo t ˆem a func¸ ˜ao de atenuar os picos de tens ˜ao gerados pelo transformador e aumentar a efici ˆencia do conversor. No pr ´oximo cap´ıtulo ser ´a analisado de forma de-talhada o conversor boost intercalado e em seguida ser ´a inclu´ıda a isolac¸ ˜ao galv ˆanica atrav ´es do transformador para fins de facilitar a compreens ˜ao do funcionamento do conversor ACCFHB, devido `a similaridade entre as topologias.
41
3 CONVERSOR BOOST INTERCALADO
3.1 INTRODUC¸ ˜AO
O presente cap´ıtulo trata dos princ´ıpios de operac¸ ˜ao do conversor boost intercalado, onde apresenta-se uma an ´alise detalhada das etapas de operac¸ ˜ao em modo de conduc¸ ˜ao cont´ınua. Posteriormente, ser ´a feita a an ´alise do conversor boost intercalado com alto ganho de tens ˜ao com isolac¸ ˜ao galv ˆanica, ou seja, o conversor CFHB e suas respectivas etapas de operac¸ ˜ao. ´E importante ressaltar que a an ´alise das duas topologias ´e a premissa para o estudo do conversor ACCFHB. Por fim, s ˜ao mostrados os resultados experimentais do conversor CFHB com diferentes valores de indut ˆancia de dispers ˜ao.
3.2 CONVERSOR BOOST INTERCALADO
O conversor intercalado foi proposto por Garth et al. (1971), que consiste na associac¸ ˜ao em paralelo de conversores. A Figura 13 representa o diagrama em blocos de um sistema gen ´erico de conversores, que operam com comandos defasados.
3.2 CONVERSOR BOOST INTERCALADO 42
Os “n” conversores ou c ´elulas s ˜ao conectadas em paralelo, compartilhando o mesmo barramento de entrada e de sa´ıda, mas cada c ´elula tem a func¸ ˜ao de pro-cessar uma parte da energia total. Al ´em disso, as c ´elulas podem trabalhar de modo independente, ou seja, se houver falha em umas das c ´elulas o desempenho do sis-tema n ˜ao ´e comprometido.
A topologia do conversor boost intercalado ´e apresentada na Figura 14, onde a primeira c ´elula ´e composta pelo indutor L1, pela chave S1 e pelo diodo D1, e a segunda c ´elula ´e composta por L2, S2, D2, respectivamente. As c ´elulas conver-soras do tipo boost est ˜ao conectadas em paralelo, mas operam de modo intercalado compartilhando o mesmo capacitor C1 de filtro na sa´ıda (WU, BIN. LANG, YONGQIANG.
ZARGARI, NAVID. KOURO, 2011).
Figura 14: Topologia conversor boost intercalado.
Fonte: Adaptado
Cada c ´elula conversora opera com a mesma frequ ˆencia de chaveamento fs e os sinais de comando est ˜ao defasados em 180 graus, como pode ser visto na Figura 15. As principais vantagens desta t ´ecnica s ˜ao: o cancelamento dos harm ˆonicos entre as c ´elulas, baixa interfer ˆencia eletromagn ´etica, aumento de “n” vezes a frequ ˆencia da corrente de entrada iin, e reduc¸ ˜ao da ondulac¸ ˜ao ∆iin da corrente de entrada e da ondulac¸ ˜ao da tens ˜ao de sa´ıda ∆Vo (PERREAULT; KASSAKIAN, 1997).
A divis ˜ao da corrente de entrada reduz o tamanho, custo, peso e perdas por efeito Joule nos indutores L1 e L2 e menor efeito do zero no semi-plano direito em relac¸ ˜ao ao conversor boost. Al ´em disso, maior efici ˆencia na convers ˜ao de energia e reduc¸ ˜ao dos esforc¸os nas chaves (KOLLURI; NARASAMMA, 2013).
3.2 CONVERSOR BOOST INTERCALADO 43
Figura 15: Formas de onda dos comandos, correntes nos indutores e corrente de entrada.
Esse conversor pode operar em dois modos, o primeiro quando a raz ˜ao c´ıclica D ´e maior que 0,5 e o segundo com D menor que 0,5. Neste caso, deseja-se que o conversor apresente um ganho de tens ˜ao elevado e o primeiro modo ´e o mais adequado. A an ´alise do conversor ´e realizada com base na metodologia apresentada por (Thiyagarajan et al., 2014).
O conversor est ´a em regime permanente com as seguintes considerac¸ ˜oes: (a) as chaves e os diodos s ˜ao ideais, (b) a tens ˜ao de sa´ıda ´e constante e (c) o conver-sor n ˜ao apresenta perdas.
O conversor est ´a operando em modo de conduc¸ ˜ao cont´ınua (CCM) e as chaves S1 e S2 s ˜ao comutadas na mesma frequ ˆencia, com sinais de comando defa-sados em 180 graus. Quando os semicondutores (chaves e diodos) estiverem condu-zindo a queda de tens ˜ao ´e nula e quando est ˜ao abertos, a corrente por eles ´e zero. Al ´em disso, a transic¸ ˜ao de um estado para outro ´e instant ˆanea.
A Figura 15 representa as formas de onda da corrente de entrada iin, as correntes nos indutores boost e os comandos nas chaves S1 e S2 durante um per´ıodo de chaveamento Ts, com os intervalos variando de t0 a t4.
3.3 AN ´ALISE DO CONVERSOR 44
3.3 AN ´ALISE DO CONVERSOR 3.3.1 Etapa 1 (t0 - t1)
O circuito representado na Figura 16 ´e a primeira etapa de operac¸ ˜ao do conversor, conforme a Figura 15. As chaves S1 e S2 est ˜ao conduzindo e a tens ˜ao de entrada Vin ´e aplicada sobre os indutores L1 e L2. Os indutores est ˜ao armazenando energia e a corrente nas chaves ´e igual a corrente dos indutores. Os diodos D1 e D2 est ˜ao bloqueados e o capacitor C1 transfere energia `a carga.
Figura 16: Etapa 1.
Aplicando a Lei das Tens ˜oes de Kirchhoff (LTK) nas malhas chega-se as express ˜oes de VL1 e VL2. Portanto:
VL1 = VL2 = Vin (6)
As tens ˜oes sobre os indutores s ˜ao definidas por (7) e (8).
VL1 = L1 diL1 dt (7) VL2 = L2 diL2 dt (8)
Substituindo (7) e (8) na equac¸ ˜ao (6), obt ˆem-se as equac¸ ˜oes diferenciais (9) e (10).
3.3 AN ´ALISE DO CONVERSOR 45 L1 diL1 dt = Vin (9) L2 diL2 dt = Vin (10)
Considerando que L1 ´e igual a L2e, consequentemente, ∆iL1 ´e igual a ∆iL2. Assim, isola-se o termo (diL1
dt ) da equac¸ ˜ao (9), obt ´em-se a express ˜ao da ondulac¸ ˜ao da corrente no indutor L1 dada por (11).
∆iL1 = Vin
L1
(t1− t0) (11)
Aplicando a Lei das Correntes de Kirchhoff (LCK) no circuito de sa´ıda do conversor, onde o capacitor C1 fornece energia para a carga e a corrente iC1 ´e deter-minada por (12).
iC1 = − Vo
R (12)
3.3.2 Etapa 2 (t1 - t2)
A Figura 17 representa a segunda etapa de operac¸ ˜ao do conversor.
Figura 17: Etapa 2.
A chave S1 permanece fechada, e assim o indutor L1 continua o processo de carga. A chave S2 ´e aberta, e assim o diodo D2 entra em conduc¸ ˜ao. Dessa forma, a energia armazenada no indutor L2 ´e transferida para a carga.
3.3 AN ´ALISE DO CONVERSOR 46
Aplicando novamente a LTK nas malhas do circuito, chega-se nas express ˜oes (13) e (14) das derivadas (diL1 dt ) e ( diL2 dt ) dos indutores L1 e L2. diL1 dt = Vin L1 (13) diL2 dt = (Vin− Vo) L2 (14) Substituindo os intervalos de tempo nas equac¸ ˜oes (13) em (14) e reorgani-zando, obt ´em-se as express ˜oes das ondulac¸ ˜oes das correntes nos indutores L1 e L2, que s ˜ao dadas por (15) e (16).
∆iL1 = Vin L1 (t2− t1) (15) ∆iL2 = (Vin− Vo) L2 (t2− t1) (16)
Conforme mostra a Figura 17, o indutor L2 fornece energia `a carga e a corrente no capacitor ´e expressa por (17).
iC2 = iL2 − Vo
R (17)
3.3.3 Etapa 3 (t2 - t3)
Na terceira etapa as chaves S1 e S2 est ˜ao conduzindo. Assim, a an ´alise dessa etapa ´e igual a da primeira, e os indutores L1 e L2 s ˜ao carregados novamente.
3.3.4 Etapa 4 (t4 - t3)
A Figura 18 ilustra a ´ultima etapa de operac¸ ˜ao do conversor, onde a chave S2 permanece conduzindo e carregando o indutor L2 e a chave S1 ´e aberta. Com isso, o diodo D1 entra em conduc¸ ˜ao para alimentar a carga e o diodo D2 encontra-se bloqueado. Assim, essa etapa ´e similar `a segunda etapa de operac¸ ˜ao e as ondulac¸ ˜oes das correntes nos indutores L1 e L2 podem ser determinadas por (18) e (19):
3.4 GANHO EST ´ATICO 47 Figura 18: Etapa 4. ∆iL1 = (Vin− Vo) L1 (t4− t3) (18) e ∆iL2 = Vin L2 (t4− t3) (19)
Por fim, a corrente no capacitor ´e determinada pela seguinte express ˜ao:
iC1 = iL1 − Vo
R (20)
3.4 GANHO EST ´ATICO
O ganho est ´atico de um conversor ´e definido como a raz ˜ao entre as tens ˜oes de sa´ıda e de entrada. Para determinar o ganho est ´atico pode ser analisado o ele-mento que transfere energia para a sa´ıda do conversor. Considerando que o conversor opera em regime permanente e os elementos s ˜ao ideais, sabe-se que a tens ˜ao m ´edia no indutor ´e nula (POMILIO, 2014;ERICKSON; MAKSIMOVIC, 2001).
De acordo com a Figura 15 os intervalos de tempo das etapas 1, 2, 3 e 4, s ˜ao (D − 0, 5)Ts, (1 − D)Ts, (D − 0, 5)Ts e (1 − D)Ts. A equac¸ ˜ao do ganho est ´atico ´e obtida a partir dos tempos e da tens ˜ao VL1 nas quatro etapas de operac¸ ˜ao. Assim,
1 Ts " 2 Vin L1 (D − 0, 5)Ts+ Vin L1 (1 − D)Ts+ (Vin− Vo) L1 (1 − D)Ts # = 0 (21)
