Conversor Sigma-Delta Térmico com ajuste automático da faixa de operação para medição de radiação incidente

UNIVERSIDADEFEDERALDO RIO GRANDE DO NORTE

UNIVERSIDADEFEDERAL DORIOGRANDE DO NORTE

CENTRO DETECNOLOGIA

PROGRAMA DEPÓS-GRADUAÇÃO EMENGENHARIAELÉTRICA E

DECOMPUTAÇÃO

Conversor Sigma-Delta Térmico com ajuste

automático da faixa de operação para medição

de radiação incidente.

Bruno Augusto Ferreira Vitorino

Orientador: Prof. Dr. Sebastian Yuri Cavalcanti Catunda

Tese de Doutorado apresentada ao Pro-grama de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica e de Computação da UFRN (área de concentração: Automação e Sistemas) como parte dos requisitos para obtenção do título de Doutor em Ciências.

Número de ordem do PPgEEC: D230

Natal, RN, 06 de setembro de 2018

Vitorino, Bruno Augusto Ferreira.

Conversor Sigma-Delta Térmico com ajuste automático da faixa de operação para medição de radiação incidente / Bruno Augusto Ferreira Vitorino. - 2018.

90f.: il.

Tese (Doutorado)-Universidade Federal do Rio Grande do Norte, Centro de Tecnologia, Programa de Pós-graduação em Engenharia Elétrica e de Computação, Natal, 2018.

Orientador: Dr. Sebastian Yuri Cavalcanti Catunda.

1. Sensores termoresistivos - Tese. 2. Modulação sigma-delta - Tese. 3. Piranômetros - Tese. 4. Bolômetros - Tese. 5.

Termistores - Tese. I. Catunda, Sebastian Yuri Cavalcanti. II. Título.

RN/UF/BCZM CDU 621.3

Catalogação de Publicação na Fonte. UFRN - Biblioteca Central Zila Mamede

Aos meus pais, Julio e Vanderleia,

minha esposa, Jordana e minha

irmã, Ana Beatriz, pelo apoio

incondicional.

Agradecimentos

Ao meu orientador, professor Yuri Catunda, agradeço pelo apoio e pelas relevantes con-tribuições à pesquisa.

Ao professor Diomadson Belfort, pela ajuda desde o início do trabalho nas mais diversas atividades. Ao amigo, professor Antônio Wallace, pelo apoio e conhecimento comparti-lhado ao longo do doutorado.

Aos colegas do LIME: Jadilson, Yang e Luiz Henrique que acompanharam a luta até o final. Assim como aos colegas ex-LIME: José Sales, Gabriel, Carlos e Leonardo, que apoiaram e me inspiraram nos momentos mais difíceis.

Aos colegas do IFRN, que me incentivaram a nunca desistir, em especial aos amigos Moisés Souto e Max Silveira, parceiros em diversos projetos.

Resumo

A medição de radiação térmica incidente, entre elas as radiações infravermelho e so-lar, tem diversas aplicações e demanda crescente. Na medição de radiação infravermelho (IR) os microbolômetros resistivos são os sensores mais utilizados, sendo aplicados em sistemas complexos de detecção e imagens térmicas. Algumas pesquisas buscam aumen-tar a sensiblidade dos sistemas de detecção IR, assim como integrar novas funções, como a conversão analógico-digital, junto aos sensores. A medição de radiação solar tem como principais aplicações a meteorologia, as plantas de energia fotovoltaica e estudos para agricultura, sendo o principal instrumento utilizado o piranômetro. Os sensores termo-resistivos vêm sendo utilizados para medição de temperatura, velocidade e direção de fluidos e radiação. Em diversas arquiteturas o sensor opera em malha-fechada, com o ob-jetivo de aumentar a sensibilidade, diminuir o tempo de resposta ou linearizar a resposta dos sistemas. Entre os circuitos mais utilizados estão a ponte de Wheatstone realimentada, os sistemas de controle, a realimentação com acoplamento capacitivo e os moduladores Sigma-Delta térmicos. O modulador Sigma-Delta Térmico (Σ∆T) é um método de medi-ção em malha-fechada onde o elemento sensor executa parte das funções da modulamedi-ção Σ∆ no domínio térmico. Neste trabalho de tese é proposta uma nova arquitetura para me-dição de radiação incidente usando o modulador Σ∆T e sensores termoresistivos, na qual a faixa de operação do modulador é automaticamente ajustada para ser igual a faixa de radiação térmica. A arquitetura proposta é comparada a uma anterior, que usa o mesmo circuito porém com a faixa de operação fixa, abrangendo toda a faixa de temperatura am-biente. O circuito proposto é validado experimentalmente com um piranômetro comercial como referência. A principal vantagem do Σ∆T com auto-ajuste de faixa de operação é ter sensibilidade e relação sinal-ruído independentes da faixa de temperatura ambiente. Os resultados experimentais para faixa de temperatura ambiente de 45 ◦C mostram um ganho de relação sinal-ruído de 13 dB sobre a arquitetura considerada estado da arte.

Palavras-chave: Sensores termoresistivos, Modulação sigma-delta, Sigma-delta tér-mico, Piranômetros, Bolômetros, Termistores.

Abstract

The incident thermal radiation measurement, including infrared and solar radiation, has several applications and increasing demand. In the infrared (IR) radiation measure-ment, resistive microbolometers are the most used sensors, being applied in complex ther-mal imaging and detection systems. Some researches aim to increase the sensitivity of IR detection systems, as well as to integrate new functions such as analog-to-digital conver-sion, together with sensors. The measurement of solar radiation has as main applications the meteorology, photovoltaic plants and studies for agriculture, being the pyranometer the most used instrument. Thermoresistive sensors have been used to measure tempera-ture, fluid speed and direction and radiation. In several architectures the sensor operates in closed loop, increasing the sensitivity, decreasing the response time and linearizing the system‘s response. The most used closed-loop architectures are the Wheatstone fe-edback bridge, control systems, capacitive coupling fefe-edback and Thermal Sigma-Delta Modulator (TΣ∆M). TΣ∆M is a closed-loop measurement approach where the sensing element performs part of the Σ∆ modulation in the thermal domain. A new architecture is proposed in this work for measuring thermal incident radiation using TΣ∆M and ther-moresistive sensors, where the modulator input range is automatically adjusted to fit the complete thermal radiation range. The proposed architecture is compared with a similar one, which uses the same transducer interface circuit but without range adjustment, and is validated experimentally with a reference pyranometer. The proposed architecture has the main advantage of presenting a signal-to-noise ratio, and sensitivity, which are inde-pendent of the ambient temperature range definition. Experimental results for ambient temperature range of 45 ◦C show a signal-to-noise ratio gain of 13 dB over the state of the art architecture.

Keywords: Thermal Sigma-Delta, Sigma-Delta Modulation, Thermoresistive sen-sors, Bolometers, Infrared Images.

Sumário

Sumário i

Lista de Figuras iii

Lista de Tabelas v

Lista de Símbolos e Abreviaturas vii

1 Introdução 1

1.1 Organização do trabalho . . . 4

2 Fundamentação Teórica e Estado da Arte 7 2.1 Sensores termoresistivos . . . 7

2.1.1 Princípio da Equivalência Elétrica . . . 8

2.2 Arquiteturas de malha fechada para sensores térmicos . . . 11

2.2.1 Ponte de Wheatstone com realimentação negativa . . . 13

2.2.2 Controle realimentado para sensores à temperatura constante . . . 15

2.2.3 Bolômetros operando em malha fechada . . . 17

2.3 Modulador Sigma-Delta Térmico . . . 19

2.3.1 Modulação Sigma-Delta . . . 19

2.3.2 Sigma-Delta Térmico . . . 20

3 Modulador AR-Σ∆T: Arquitetura Proposta 27 3.1 Arquitetura convencional do modulador Σ∆T de 1aordem . . . 27

3.1.1 Medição de radiação com modulador de 1aordem . . . 29

3.2 Modulador Σ∆T com auto-ajuste da faixa de operação . . . 31

3.2.1 Medição de radiação com AR-Σ∆T . . . 33

3.3 Simulações e comparação de desempenho entre Σ∆T e AR-Σ∆T . . . 34

4 Ambiente Experimental e Resultados 39 4.1 Descrição dos sistemas e ambiente experimental . . . 39

5 Conclusões 45

Referências bibliográficas 47

Lista de Publicações 52

A Sistema Digital em Verilog 55

A.1 Módulo Top Level . . . 56

A.2 Parte digital do modulador AR-Σ∆T . . . 57

A.3 Estimação da temp. ambiente e cálculos para AR-Σ∆T . . . 58

A.4 Filtro SINC Decimador . . . 60

B Códigos MATLAB 63 B.1 Características dos sensores e parâmetros do Σ∆T . . . 63

B.2 Simulações e geração da Figura 3.8 . . . 64

B.3 Simulações e geração da Figura 3.9 . . . 67

Lista de Figuras

1.1 Matrizes de Bolômetros de V Oxem um wafer de 200 mm (ROGALSKI,

2012). . . 2

1.2 Piranômetro baseado em termopilha para medição de radiação solar. . . . 3

2.1 Formatos convencionais de RTDs (à esquerda) e termistores NTC (à direita). 8 2.2 Estrutura física de um microbolômetro (DENOUAL et al., 2012). . . 8

2.3 Sensor termoresistivo e as grandezas que influenciam no balanço térmico. 9 2.4 Detalhes construtivos de um anemômetro à fio quente e de um piranômetro. 10 2.5 Sensor à temperatura constante (Sensor em malha-fechada) . . . 12

2.6 Ponte de Wheatstone com sensor termoresistivo e realimentação via Ampop. 14 2.7 Anemômetro à temperatura constante com compensação da temperatura do fluido. . . 15

2.8 Radiômetro utilizando dois sensores para compensação da temperatura ambiente. . . 16

2.9 Implementação de controle realimentado com excitação por corrente mo-dulada por pulsos (OLIVEIRA et al., 1998). . . 17

2.10 Bolômetro realimentado pelo método CCES com conversor Σ∆. . . 18

2.11 Modulador Sigma-Delta de 1aordem . . . 20

2.12 Conversor A/D Sigma-Delta de 1aordem . . . 21

2.13 Diagrama de blocos do modulador Σ∆ de 1aordem. . . 21

2.14 Sigma-Delta Térmico Diferencial. Fonte:(MAKINWA; HUIJSING, 2002a) 24 2.15 Sigma-Delta Térmico Diferencial de 2aordem. Fonte:(WU et al., 2011b) 25 3.1 Circuito do modulador Σ∆T de 1aordem. . . 28

3.2 Faixas de operação do Σ∆T de 1aordem. . . 29

3.3 Diagrama de tempo com a lógica do Σ∆T de 1aordem. . . 30

3.4 Diagrama de blocos do sistema para medição de radiação utilizando mo-dulador Σ∆T. (ROSA et al., 2016) . . . 30

3.5 Circuito do modulador AR-Σ∆T. . . 32

3.6 Diagrama térmico do AR-Σ∆T. . . 32 iii

3.8 Simulações do Σ∆T e AR-Σ∆T, para sinal de entrada com -3 dBFS em 1 Hz e OSR de 64. Superior: Espectros de Potência Normalizados; Centro: bitstreamde saída do Σ∆T (vermelho) e sinal de entrada normalizado pela escala completa (preto); Inferior: bitstream de saída do AR-Σ∆T (azul) e

sinal de entrada normalizado pela escala completa (preto). . . 36

3.9 SNR como função do OSR para a arquitetura AR-Σ∆T comparada aos valores teóricos. . . 37

3.10 SNR em função de PH: teórico, Σ∆T e AR-Σ∆T. . . 37

4.1 Diagrama de blocos do ambiente experimental. . . 39

4.2 Protótipo do conversor AR-Σ∆T para medição de radiação solar. . . 41

4.3 Estimação da radiação incidente usando o Σ∆T convencional, a arquite-tura proposta AR-Σ∆T e o piranômetro de referência SR05-DA2, para três valores de radiação. . . 42

4.4 Radiação solar medida pelo AR-Σ∆T e piranômetro de referência SR05-DA2. . . 43 A.1 Visualização dos módulos do sistema digital do AR-Σ∆T pelo Quartus II. 55

Lista de Tabelas

2.1 Resumo das implementações de Sigma-Delta Térmico . . . 23 3.1 Especificações do NTC e do Σ∆T para medição de radiação solar. . . 34

Lista de Símbolos e Abreviaturas

A_O Ganho em malha aberta

A_PH Valor de pico de sinal senoidal de potência de radiação B Parâmetro dos termistores

B_w Largura de banda passante C_{T H} Capacitância térmica do sensor

G_{T H} Condutância térmica do sensor para o ambiente

H Radiação incidente

Hmax Radiação máxima a ser medida

Is Corrente elétrica no sensor

IREF Corrente de referência

PSD Densidade espectral de potência PH Potência de radiação incidente

P_e Potência elétrica

R₀ Resistência do sensor na temperatura de 0 graus Celsius R₂₅ Resistência do sensor na temperatura de 25 graus Celsius R_REF Resistência do sensor na temperatura de referência R_V Responsividade do sensor

R_s Resistência elétrica do sensor S Área do sensor exposta à radiação

T_REF Temperatura de referência do sensor T_a Temperatura ambiente

T_s Temperatura do sensor V O_x Óxido de Vanádio

V_s Tensão elétrica no sensor V_OS Tensão de offset

V_O Tensão de saída V_REF Tensão de referência

∆TM0 Faixa de operação do modulador Σ∆T

∆TM Faixa de operação do modulador AR-Σ∆T

∆Ta Faixa de temperatura ambiente

ˆ

Ta Temperatura ambiente estimada

Σ∆ Sigma-Delta

Σ∆T Sigma-Delta Térmico

α Coeficiente de absorção de radiação

βx Parâmetros dos sensores RTD

ˆ

H Radiação incidente estimada ˆ

P_H Potência de radiação incidente estimada

V_oH Média da saída do Σ∆T referente ao sensor de radiação V_oT Média da saída do Σ∆T referente ao sensor protegido

σ Desvio padrão

ε Erro de quantização

ϑ Velocidade do fluido c Calor específico do sensor

f_s Frequência de amostragem

h Coeficiente de transferência de calor

m Massa do sensor

t_H Tempo de nível alto do sinal de clock t_L Tempo de nível baixo do sinal de clock t_clk Período do clock

A/D Analógico-digital

AR-Σ∆T Sigma-Delta térmico com auto-ajuste da faixa de medição BiCMOS Bipolar-CMOS

BJT Transistor bipolar de junção

CCES Substituição elétrica por acoplamento capacitivo CMOS Complementary metal-oxide-semiconductor D/A Digital-analógica

dB Decibél

DC Corrente contínua

DHI Irradiância difusa horizontal DNI Irradiância direta normal ENOB Número efetivo de bits

FPA Matriz de plano focal (Focal plane array) FPGA Field Programmable Gate Array

HTA Anemômetro à transistor quente

IR Infravermelho

NTC Coeficiente de temperatura negativo OSR Taxa de sobreamostragem

PEE Princípio da equivalência elétrica PT100 Detector RTD de 100 ohm

PTC Coeficiente de temperatura positivo PWM Modulação por largura de pulso ROIC Circuito integrado de leitura RTD Detector resistência-temperatura SMU Source and Measurement Unit SNR Relação sinal-ruído

SoC Sistema on Chip

Capítulo 1

Introdução

A radiação térmica é a radiação eletromagnética emitida por toda matéria com tempe-ratura acima do zero absoluto, cuja faixa de comprimento de onda inclui infravermelho, luz visível e ultravioleta. A radiação infravermelho (IR) e a radiação solar são exemplos de radiação térmica as quais a medição é muito importante em diversas áreas.

Os detectores infravermelho são utilizados para obter imagens térmicas, medir pa-drões ou simplesmente detectar a presença de radiação IR, emitida por qualquer objeto ou ser vivo. Existem dois grandes grupos de detectores IR: fotônicos e térmicos. Os detec-tores fotônicos tem resposta muito rápida e alta relação sinal ruído (SNR), mas são muito caros, pois necessitam de um sistema de resfriamento complexo para funcionar adequa-damente. Os detectores IR térmicos utilizam, em sua maioria, sensores termoresistivos chamados bolômetros. A versão integrada em escala micrométrica é chamada de micro-bolômetro. Os microbolômetros resistivos não-resfriados (uncooled) são os sensores mais utilizados em sistemas de imagem IR.

Em aplicações de imagem térmica, centenas (ou milhares) de microbolômetros são fabricados em matrizes chamadas focal plane array (FPA). Na Figura 1.1 é mostrada uma FPA com 2048×1536 pixels, com microbolômetros de óxido de Vanádio (V Ox),

fabricados em um wafer de 200 mm de diâmetro, cada pixel com 17 µm de lado. Os circuitos integrados de leitura (ROIC) são fabricados geralmente no mesmo circuito inte-grado, abaixo das FPAs. Muitos estudos têm como objetivo implementar melhorias nos ROIC, incluindo o aumento da sensibilidade dos bolômetros e a integração de funcio-nalidades adicionais como a conversão analógico-digital (A/D) (TEZCAN et al., 2003), (ROGALSKI, 2012).

A medição de radiação solar (irradiância) tem importantes aplicações, como em me-teorologia, nas plantas de energia fotovoltaica (PV) e em agricultura. Existem dois ins-trumentos principais para medição de irradiância: os pireliômetros e os piranômetros. Os pireliômetros medem apenas a irradiância direta normal (DNI - Direct Normal

Irradi-Figura 1.1: Matrizes de Bolômetros de V Ox em um wafer de 200 mm (ROGALSKI,

2012).

ance), enquanto os piranômetros medem a irradiância global horizontal (GHI - Global Horizontal Irradiance), que é uma composição da DNI com a irradiância difusa horizon-tal (DHI - Diffuse Horizonhorizon-tal Irradiance). A versão comercial de ambos os instrumentos pode ser baseada em termopilhas (conjunto de termopares) ou em fotodiodos, porém não existem instrumentos comerciais para medição de radiação solar utilizando termoresis-tores. Os instrumentos baseados em termopilhas são os únicos incluídos no padrão ISO 9060:1990, referência na área (MUKARO; CARELSE, 1999), (KIPPZONNEN, ). Na Figura 1.2 é mostrado um piranômetro baseado em termopilha.

Os sensores termoresistivos podem ser utilizados para medição de diversas grande-zas, como temperatura, velocidade e direção de fluidos e radiação térmica. Os sensores termoresistivos mais empregados nestas aplicações são os termistores com coeficiente de temperatura negativo (NTC) e os RTDs (resistance temperature detectors) que possuem coeficiente de temperatura positivo. Além dos sensores de aplicação geral, os bolômetros, já citados anteriormente também são sensores termoresistivos.

Para melhorar o desempenho dos sensores termoresistivos, algumas arquiteturas fo-ram propostas, nas quais o sensor opera em malha fechada, à temperatura constante. Algumas arquiteturas de malha fechada utilizadas foram: as pontes de Wheatstone re-alimentadas, com saída analógica ou modulada em largura de pulso (PWM); o controle

3

Figura 1.2: Piranômetro baseado em termopilha para medição de radiação solar.

realimentado de corrente I2(OLIVEIRA et al., 1998); e a realimentação com acoplamento capacitivo (CCES) (DENOUAL et al., 2014). Todas as arquiteturas de malha fechada se baseiam no princípio da equivalência elétrica (FREIRE et al., 2009).

O modulador Sigma-Delta Térmico (Σ∆T) é uma arquitetura de malha fechada que já foi empregada com diferentes tipos de sensores térmicos e que realiza a conversão direta de temperatura (ou grandeza associada) para digital utilizando circuito simples, além das vantagens das outras arquiteturas de malha fechada, como a melhora na res-posta dinâmica. Os moduladores Σ∆T de primeira ordem foram estudados para medição de temperatura (OLIVEIRA et al., 2004) e radiação térmica (OLIVEIRA et al., 2006), utilizando sensores termoresistivos, e implementados para medição de velocidade da ar utilizando sensores de junção bipolar (DOMINGUEZ et al., 2002). Os Σ∆T diferenciais foram empregados na medição de velocidade e direção de fluidos, utilizando duas reali-mentações complementares para obter o gradiente de temperatura utilizando termopilhas (MAKINWA; HUIJSING, 2001a, 2002a).

O modulador Σ∆T de segunda ordem, que utiliza um segundo integrador eletrônico, pode melhorar o SNR em comparação com a arquitetura de 1aordem. Em (VITORINO et al., 2016) foram realizadas análises em nível de sistema para comparação entre arquitetura de 1a e 2a ordem. O Σ∆T de 2a ordem foi implementado em trabalhos recentes para medição de velocidade/direção do vento, usando circuitos discretos e sensores de junção

bipolar (MAKINWA; HUIJSING, 2005) e em circuito integrado (CI) com termopilhas (WU et al., 2011b; BREVET et al., 2015). Apesar das suas vantagens, a implementação do Σ∆T de 2aordem requer um circuito mais complexo e com mais ajustes.

Em (ROSA et al., 2008) foi desenvolvido um circuito Σ∆T de 1a ordem intrinseca-mente linear. onde o sensor é excitado com corrente pulsada e controlada. Este circuito foi recentemente empregado em uma arquitetura para medição de radiação incidente utili-zando dois sensores termoresistivos, um deles para compensação da temperatura ambiente (ROSA et al., 2016). Nesta arquitetura os moduladores Σ∆T possuem faixa de operação que engloba a faixa de temperatura ambiente e radiação térmica (variação de temperatura no sensor provocada pela radiação incidente), o que limita o SNR em aplicações práti-cas, onde a faixa de temperatura ambiente é muito maior que a faixa de radiação térmica incidente.

Neste trabalho de tese foi proposta uma nova arquitetura para um conversor Σ∆T de 1aordem para medição de radiação incidente, denominado AR-Σ∆T (Autorange Σ∆T). A arquitetura proposta utiliza dois sensores termoresistivos excitados por fontes de corrente controladas, assim como em (ROSA et al., 2008) e (ROSA et al., 2016). Um dos sensores é utilizado para estimação da temperatura ambiente e não é exposta a radiação, utiliza um Σ∆T convencional como em (ROSA et al., 2016). O sensor principal, exposto à radiação, utiliza um AR-Σ∆T, cuja faixa de operação é ajustada automaticamente para ser igual a faixa de radiação térmica, sendo o ajuste baseado na temperatura ambiente estimada. Sendo assim, a saída do modulador AR-Σ∆T possui SNR e sensibilidade independentes da faixa de temperatura adotada no sistema, vantagem em relação as arquiteturas anteriores similares, para todas as aplicações em que a temperatura não é controlada, como no caso dos piranômetros e detectores IR. As simulações e experimentos realizados comprovam as vantagens do sistema proposto e são apresentados neste documento. O trabalho proposto nesta tese foi recentemente publicado em periódico da área de instrumentação e medidas (VITORINO et al., 2018).

1.1

Organização do trabalho

• No Capítulo 1 foi apresentada uma visão geral sobre a medição de radiação térmica incidente, principalmente sobre a radiação infravermelho e radiação solar. Foram resumidas as aplicações de sensores termoresistivos e as principais arquiteturas de malha fechada, com destaque para os moduladores Σ∆T. Ao fim foi apresentada a proposta deste trabalho de tese e suas vantagens em relação aos trabalhos anteriores. • No Capítulo 2 é realizada uma revisão completa sobre os sensores termoresistivos,

1.1. ORGANIZAÇÃO DO TRABALHO 5

incluindo as arquiteturas onde o sensor opera em malha fechada. São abordadas as topologias de ponte de Wheatstone realimentada com Amplificadores operacionais, controle realimentado e circuitos especiais para bolômetros. A Seção 2.3 trata espe-cialmente dos moduladores Σ∆T, com uma revisão completa de todos os trabalhos relevantes sobre o tema.

• No Capítulo 3 inicialmente é apresentada em detalhes a topologia de circuito apre-sentada em (ROSA et al., 2016), a qual é chamada de Σ∆T convencional, utilizada como principal referência e base de comparação para os resultados do trabalho pro-posto. Logo após, nas Seções 3.2 e é apresentada a arquitetura AR-Σ∆T, incluindo dimensionamentos e aplicação na medição de radiação incidente. Ao fim, na Se-ção 3.3, são apresentados os resultados de simulaSe-ção com a comparaSe-ção entre o AR-Σ∆T e o Σ∆T convencional.

• No Capítulo 4 o ambiente experimental é apresentado, incluindo a descrição dos protótipos desenvolvidos. São apresentados os resultados experimentais da medi-ção de radiamedi-ção incidente, em experimentos controlados em laboratório, realizando comparação entre as arquiteturas do Σ∆T, e com radiação solar em campo, utili-zando como referência um piranômetro comercial.

• No Capítulo 5 é apresentada a conclusão incluindo os possíveis trabalhos futuros. • No Apêndice A o sistema digital do AR-Σ∆T é detalhado e são mostrados os

códi-gos Verilog que implementam o sistema.

• No Apêndice B são apresentados os códigos MATLAB utilizados nas simulações do sistema proposto.

Capítulo 2

Fundamentação Teórica e Estado da

Arte

2.1

Sensores termoresistivos

Um sensor termoresistivo é um dispositivo cuja resistência é dependente da tempera-tura. Entre os diversos tipos, os mais utilizados em aplicações gerais são os termistores e os RTD (Resistance Temperature Detector). Os termistores são fabricados com materi-ais semicondutores ou óxidos metálicos e podem ter coeficiente de temperatura positivo, sendo chamados PTC (positive temperature coefficient), ou coeficiente negativo, denomi-nados NTC (negative temperature coefficient). Esse tipo de sensor tem resposta não-linear e alta sensibilidade, quando comparado aos RTDs. Os termistores do tipo NTC são mais comumente utilizados do que os PTC.

Os RTDs são sensores metálicos, sendo a platina o material mais utilizado, possuem resposta praticamente linear porém possuem sensibilidade mais baixa que os termisto-res. O coeficiente térmico dos RTDs é positivo, porém não pode ser confundido com os termistores do tipo PTC, pelas diferenças físicas e de resposta entre os dois tipos de senso-res. Em geral, os RTDs são muito estáveis e possuem baixíssima tolerância de fabricação, sendo por essas características utilizados em larga escala na instrumentação industrial (BALBINOT; BRUSAMARELLO, 2011).

Tanto os termistores quanto os RTDs são encontrados comercialmente em larga escala, nos mais diversos formatos, alguns deles mostrados na Figura 2.1. Neste trabalho de tese foram utilizados termistores NTC nas simulações e nos experimentos em suas versões finais, porém também foram feitos testes anteriores com RTDs do tipo PT100.

Entre os sensores termoresistivos de aplicação específica se destacam os bolômetros, sensores utilizados para detecção de radiação infravermelho (IR). Entre todos os tipos de detectores IR térmicos, o microbolômetro (bolômetro em escala micrométrica) mostrado

Figura 2.1: Formatos convencionais de RTDs (à esquerda) e termistores NTC (à direita).

na Figura 2.2, é o mais utilizado. Além dos microbolômetros, as termopilhas (conjunto de termopares) e os detectores piroelétricos também são sensores térmicos utilizados na medição de radiação IR.

Figura 2.2: Estrutura física de um microbolômetro (DENOUAL et al., 2012).

2.1.1

Princípio da Equivalência Elétrica

Na Figura 2.3, um sensor termoresistivo é submetido à uma corrente elétrica Is,

tem-peratura ambiente Ta, radiação H e um fluido com velocidade ϑ. O balanço de energia

relacionado às variáveis que alteram o equilíbrio térmico do sensor termoresistivo é dado pela Equação (2.1). (FREIRE et al., 2009).

2.1. SENSORES TERMORESISTIVOS 9

I

v

T

H

Figura 2.3: Sensor termoresistivo e as grandezas que influenciam no balanço térmico.

P_H+ Pe= GT H(Ts− Ta) +CT H

dT_s

dt , (2.1)

em que:

• P_H = αSH, é a potência de radiação incidente (W), com α como o coeficiente de absorção de radiação (adimensional), S a área do sensor exposta à radiação (m2), e Ha radiação (W/m2);

• Pe= VsIs = Is2Rs, é a potência elétrica (W), sendo Vs a tensão, Is a corrente e Rs a

resistência do sensor;

• GT H= hS, é a condutância térmica do sensor para o ambiente ao redor (W/K), com

hcomo coeficiente de transferência de calor (W/m2·K);

• Ts e Tasão temperaturas do sensor e ambiente (K), respectivamente;

• CT H = mc, é a capacitância (capacidade) térmica do sensor (J/K), sendo m e c a

massa do sensor (kg) e o calor específico (J/kg·K), respectivamente; e • dTs

dt representa a variação interna de energia do sensor.

Para os casos onde há um fluido influenciando no balanço térmico, o coeficiente de transferência de calor h é obtido em:

h= a + bϑn (2.2)

na qual a, b e n são constantes obtidas experimentalmente.

O princípio da equivalência elétrica (PEE) se baseia na equação do balanço de energia (Equação (2.1)), na qual a potência incidente da grandeza a ser mensurada é compensada pela potência elétrica entregue ao sensor e pode ser estimada através dela. Nos circuitos

que serão apresentados nas seções seguintes, o sensor opera à temperatura praticamente constante, na maioria das aplicações usa-se a aproximação dTs

dt = 0

Em anemômetros, o sensor deve ter uma área mínima de exposição à radiação, ge-ralmente com dimensões na faixa de µm. Assim, na Equação (2.1), o termo referente à radiação (PH) pode ser aproximado por zero.

Para medição de radiação, o sensor tem grande área de exposição e geralmente é colocado dentro de uma redoma de vidro, para diminuir a troca de calor por convecção. Dessa forma, o termo referente a troca de calor com o ambiente (GT H(Ts− Ta)) pode ser

considerado constante.

Na Figura 2.4 é mostrado um anemômetro à fio-quente (esquerda) e um piranôme-tro, instrumento para medição de radiação solar (direita), com destaque para os detalhes construtivos citados anteriormente.

Figura 2.4: Detalhes construtivos de um anemômetro à fio quente e de um piranômetro.

As equação característica de um sensor termoresistivo fornece a relação temperatura-resistência do sensor. Essas equações foram utilizadas nos modelos matemáticos dos sensores, assim como no dimensionamento do modulador proposto nesta tese. A Equação (2.3), simplificação da equação de Steinhart-Hart, é a relação temperatura-resistência de um termistor NTC. R_s= R25exp  B T₂₅ − B Ts  , (2.3)

onde R25 é a resistência do sensor na temperatura T25= 298.15 K (25◦C), e B (K) é um

parâmetro que depende do material do termistor.

A função de transferência dos termoresistores RTDs é dada pela Equação de Callendar-Van Dusen.

2.2. ARQUITETURAS DE MALHA FECHADA PARA SENSORES TÉRMICOS 11

onde R0 é a resistência do sensor à 0◦C, e β1, β2, · · · são constantes que dependem do

material do sensor. Para sensores RTD de platina pode-se aproximar a equação utilizando apenas β1.

Para os bolômetros, as equações de transferência dependem do tipo de sensor (co-eficiente positivo ou negativo) e do material utilizado. Em (DENOUAL et al., 2014) e (DENOUAL et al., 2012), foram desenvolvidos bolômetros com coeficiente positivo cuja equação de transferência é dada por:

R_s= KR₀T_s (2.5)

onde K é o coeficiente térmico da resistência (TCR).

Uma das figuras de mérito mais utilizadas na caracterização dos bolômetros é a rela-ção entre a variarela-ção de tensão no sensor (saída) e a potência da radiarela-ção infravermelho (entrada), chamada de responsividade (RV), dada pela Equação (2.6) (ROGALSKI, 2003).

RV(s)[V /W ] = V_s P_H = KR₀I_s G_{T H}(1 + τss) (2.6) onde τsé a constante de tempo do bolômetro, dada por:

τs=

C_{T H}

G_{T H} (2.7)

A responsividade e a constante de tempo efetiva são duas figuras de mérito impor-tantes nos bolômetros. Pode-se notar que ambas dependem de GT H, porém deve existir

um compromisso entre esses parâmetros ao desenvolver o sensor. Se o bolômetro for ter-micamente isolado, ou seja, GT H pequeno, a responsividade do sensor é aumentada, por

outro lado a constante de tempo será alta, tornando o sensor lento.

Geralmente o sensor é projetado para obtenção de τs pequeno o suficiente para

apli-cações de imagem térmica. Nesses casos a responsividade geralmente não é otimizada. Uma forma de contribuir para obtenção de menores constantes de tempo é a utilização de realimentação, para operação do bolômetro em malha fechada (DENOUAL et al., 2012).

2.2

Arquiteturas de malha fechada para sensores

térmi-cos

Um dos problemas do uso dos sensores termoresistivos em detrimento de outros tipos de sensores (ópticos, por exemplo) é que o tempo de resposta é geralmente maior para

os sensores térmicos. Com o objetivo de melhorar a dinâmica do sensor termoresistivo, diminuindo o tempo de resposta, foram estudadas diversas arquiteturas de malha fechada. Nestas estratégias os sensores operam em temperatura constante, controlada através da realimentação. A variação da grandeza física a ser medida provoca pequenas variações no ponto de operação térmico do sensor, que são compensadas por um circuito especial. Portanto, a medição é obtida a partir do sinal de compensação cuja variação é mais rápida que a resposta natural dos sensores.

Os sensores termoresistivos podem ser utilizados para medição de outras grandezas relacionadas a temperatura do sensor, como a radiação térmica (incluindo radiação IR e solar), velocidade e direção de fluidos (como o vento), além da temperatura ambiente.

Na Figura 2.5 é mostrado um diagrama de blocos funcional de um sensor à tempera-tura constante. Para manter o sensor à uma temperatempera-tura constante e igual a temperatempera-tura de referência (TREF), utiliza-se realimentação. O valor de TREF é definido em função da

grandeza a ser medida, do tipo de sensor e da faixa de temperatura na qual irá operar. Quando há variação na grandeza objeto de medição, a temperatura do sensor varia tor-nando o erro em relação a TREF diferente de zero. O compensador é ajustado de maneira

a zerar (ou minimizar) o erro automaticamente. Dessa forma a temperatura de trabalho do sensor sempre estará em torno de TREF. A saída do compensador tem relação direta

com a grandeza medida, uma vez que as variações na temperatura do sensor provocam automaticamente variações na saída do compensador.

Sensor Compensador Saída

C

Figura 2.5: Sensor à temperatura constante (Sensor em malha-fechada)

Entre os métodos e topologias de circuito mais utilizados em instrumentos à tempera-tura constante, podem-se destacar as pontes de Wheatstone com realimentação por ampli-ficadores operacionais (Ampop) (KREIDER, 1973), estratégias de controle realimentado (OLIVEIRA et al., 1998) , os moduladores Sigma-Delta (WENG et al., 2015), realimen-tação por acoplamento capacitivo (DENOUAL et al., 2009), e os moduladores Sigma-Delta Térmicos, detalhados na Seção 2.3. Algumas técnicas, utilizadas principalmente

2.2. ARQUITETURAS DE MALHA FECHADA PARA SENSORES TÉRMICOS 13

em modernos sensores integrados, utilizam vários dos conceitos anteriores, melhorando o desempenho dos sensores (LEE et al., 2006), (WENG et al., 2015).

Para tornar possível a simulação dos sistemas térmicos e eletrônicos em conjunto, di-versas técnicas de modelagem dos sensores térmicos foram empregadas. Neste sentido em diversos trabalhos foi utilizado o principio da equivalência elétrica, no qual, através das equações características dos sensores, a variação da potência térmica incidente (tempera-tura, radiação solar, velocidade do vento) é substituída pela variação da potência elétrica equivalente (FREIRE et al., 2009).

2.2.1

Ponte de Wheatstone com realimentação negativa

Uma das técnicas de realimentação mais utilizadas em sensores térmicos é baseada na ponte de Wheatstone, ligada a um amplificador operacional, cuja saída é realimentada (KREIDER, 1973). No circuito mostrado na Figura 2.6, um dos resistores da ponte é o sensor termoresistivo (Rs). Variações na grandeza medida provocam mudanças na

tem-peratura do sensor e, consequentemente, na tensão diferencial de entrada do Ampop. A saída do amplificador varia no sentido contrário compensando a variação de temperatura do sensor e mantendo seu valor constante. A saída do Ampop é proporcional a grandeza medida. O funcionamento do circuito é ditado pela Equação (2.8). Neste circuito, con-siderando Rs um sensor com coeficiente positivo, estando ligado ao terminal inversor do

Ampop, a saída VOé inversamente proporcional a Rs, por esse motivo a temperatura do

sensor é mantida constante. Se o sensor utilizado for um NTC, inverte-se as ligações nos terminais do Ampop. V+−V− =  R3 R₁+ R₃− Rs R₂+ R_s  VO (2.8)

A ponte de Wheatstone realimentada foi utilizada inicialmente em medição de veloci-dade de fluidos, nos chamados anemômetros à fio-quente (hot-wire anemometers) (JANS-SEN et al., 1959). Em (KREIDER, 1973), foi utilizado o Ampop 741 e um transistor bipolar em um circuito simples, de baixo-custo e considerado estável para as aplicações da época. A variação da resistência Rs não depende só da velocidade do fluido, mas sofre

influência da sua temperatura. Algumas arquiteturas foram propostas para compensar a influencia da temperatura na medição da velocidade do fluido. Em (FUJITA et al., 1995) e (OLIVEIRA et al., 1997) foram utilizados 2 sensores mantidos à temperaturas diferentes e a influência da temperatura foi compensada digitalmente.

Utilizando o princípio da equivalência elétrica, também em (OLIVEIRA et al., 1997) foi proposto um novo método de compensação da variação da temperatura do fluido

utili-Grandeza Medida

R

R

R

R

V

V

-V

Figura 2.6: Ponte de Wheatstone com sensor termoresistivo e realimentação via Ampop.

zando apenas um sensor. O método foi implementado em (FERREIRA et al., 2001) e se baseia em uma ponte de Wheatstone modificada, mostrada na Figura 2.7. A temperatura de operação do sensor Rs é alternada entre dois valores, através do chaveamento das

re-sistências Rx e Ry. A velocidade do fluido é calculada a partir da Equação (2.9), na qual

as temperaturas Tsx e Tsysão obtidas a partir da Equação (2.10).

ϑ = 1 b  R_yV_sx(V_ox−V_sx) − R_xV_sy(V_oy−V_sy) SRxRy(Tsx− Tsy) − a 1_n (2.9) T_si= 1 β  R_iV_si R0(Voi−Vsi) − 1    

i= x quando Rxfor selecionada

i= y quando Ryfor selecionada.

(2.10)

na qual β, a, b, n e R0são constantes descritas na Seção 2.1.1, Vsi, Tsie Voi são: a tensão

do sensor, a temperatura do sensor e a tensão da saída, quando selecionada a resistência série Ri.

Para medição de radiação utilizando equivalência elétrica geralmente são utilizados dois sensores, um pintado de preto para absorção da radiação, e outro de branco, para reflexão. Esse arranjo é necessário para compensar a variação na temperatura ambiente. Os sensores, idênticos em forma e características térmicas, são realimentados, cada um com um circuito semelhante ao da Figura 2.6. Na Figura 2.8 é mostrado o esquema de ligação do par de sensores. A partir da equação do balanço térmico aplicada a ambos os sensores, a radiação H pode ser estimada pela Equação (2.11).

2.2. ARQUITETURAS DE MALHA FECHADA PARA SENSORES TÉRMICOS 15

Grandeza Medida

Rx R_y

Figura 2.7: Anemômetro à temperatura constante com compensação da temperatura do fluido. H= V 2 w−Vb2 4SR(αb− αw) (2.11) em que Vw e Vb são as tensões de saída da ponte com sensor branco e preto,

respecti-vamente. S, R e α são, respectivamente, área de absorção da radiação, resistência dos sensores e coeficiente de absorção.

2.2.2

Controle realimentado para sensores à temperatura constante

Nas análises apresentadas na Seção 2.2.1 não foram consideradas as imperfeições do amplificador operacional. Para os circuitos com sensores à temperatura constante, a não idealidade que mais influencia é a tensão de desequilíbrio (offset). Idealmente, a tensão de saída do Ampop é dada pela Equação (2.12), onde AOé o seu ganho de malha aberta e

V+ e V−são as tensões nas entradas não-inversora e inversora, respectivamente.

V_O= (V+−V−)A_O (2.12)

A tensão de offset de entrada (VOS) é causada por descasamentos no estágio diferencial

do Ampop, modificando a diferença de tensão entre os terminais de entrada, como segue:

V_O= (V+−V−−VOS)AO (2.13)

Em (OLIVEIRA et al., 1998) foi estudado o efeito do offset em circuitos com ponte de Wheatstone realimentada (Figura 2.6) para medição de radiação solar. Constatou-se

R_Sb R₃ R1 R2 V + V -Vb R_Sw R3 R₁ R₂ V + V -Vw Processamento H

Figura 2.8: Radiômetro utilizando dois sensores para compensação da temperatura ambi-ente.

a influência do offset quando da variação do ponto de operação do sensor. Viu-se que, dependendo do valor do offset, uma mesma variação na radiação incidente αSH pode provocar diferentes variações na tensão de saída VO. Por outro lado, a tensão de offset não

pode ser totalmente cancelada, para que não haja oscilação na saída VO. A utilização da

ponte de Wheatstone tem outras desvantagens, como a relação não linear entre a grandeza medida e a variável elétrica correspondente. Além disso, os resistores da ponte implicam em potência consumida adicional e exigem maiores tensões de alimentação. Essas carac-terísticas restringem o projeto de circuitos integrados utilizando esta topologia.

Ainda em (OLIVEIRA et al., 1998) foi proposta uma nova arquitetura, utilizando controle realimentado sem o uso da ponte de Wheatstone. Foram projetadas e analisadas duas técnicas de controle, uma com controlador Proporcional-Integral (PI) e outra com controlador Preditivo, ambas utilizando a variável de controle I_s2. Um possível esquema prático para implementação do controle realimentado é mostrado na Figura 2.9, utilizando um modulador PWM no circuito de excitação do sensor. As leis de controle podem ser implementadas digitalmente em um microcontrolador, por exemplo.

Nos resultados obtidos com a utilização do controle realimentado, observou-se que a constante de tempo do circuito não depende da amplitude da radiação incidente. O controle da temperatura do sensor se mostrou efetivo, mesmo com grandes variações na radiação. A topologia mostrada na Figura 2.9 é mais adequada à tendência de integração dos circuitos.

Em diversos outros trabalhos foi utilizada a teoria de controle realimentado clássico em instrumentos à temperatura constante. Em (ARAUJO et al., 2014), foi proposto um sistema de controle digital aplicado em um anemômetro à fio-quente. Neste sistema foi

2.2. ARQUITETURAS DE MALHA FECHADA PARA SENSORES TÉRMICOS 17 Controlador Digital Modulador PWM S-H (Latch) IS

Circuito de excitação do sensor

y(t)

yr(t) u(t)

Figura 2.9: Implementação de controle realimentado com excitação por corrente modu-lada por pulsos (OLIVEIRA et al., 1998).

empregada uma estratégia de linearização, onde a variável de controle utilizada foi a po-tência elétrica fornecida ao sensor, grandeza que tem relação linear com a temperatura, ao contrário da tensão e da corrente elétrica. A relação linear possibilitou o projeto de dois controladores clássicos, um Proporcional (P) e um Proporcional-Integral (PI). Os resultados demostraram que a dinâmica do sensor foi melhorada em relação a arquite-tura clássica, utilizando ponte de Wheatstone, principalmente para variações rápidas na velocidade do fluido.

2.2.3

Bolômetros operando em malha fechada

Nos sistemas de imagem térmica IR convencionais, o microbolômetro opera em malha aberta, ou seja, no ROIC estão presentes circuitos simples como amplificadores e filtros (LV et al., 2013). Em alguns ROIC são incluídos conversores A/D para obtenção da saída digital, possibilitando a ligação direta do circuito de leitura com uma unidade de processamento (WEILER et al., 2010).

A operação de sensores em malha fechada tem várias vantagens em relação a operação em malha aberta. Algumas das vantagens foram discutidas na Seção 2.2. No caso dos bolômetros resistivos não resfriados, as vantagens são idênticas, já que se trata de um sensor termoresistivo. A redução do tempo de resposta, a linearização, a possibilidade de configuração do ponto de operação e a seleção da faixa de medição são vantagens já discutidas. Além disso, no caso de uma FPA, uma vez que a resposta do sensor em malha fechada é independente da sua resistência nominal, o ruído espacial provocado por discrepâncias entre os pixels é bastante atenuado (DENOUAL et al., 2012).

Em (DENOUAL et al., 2007) foi proposta uma arquitetura com controle realimentado para um microbolômetro fabricado sobre uma membrana polimérica, baseado no princí-pio da equivalência elétrica. Os resultados apontaram para redução do tempo de resposta

porém o SNR máximo obtido foi de 25 dB. Em (DENOUAL et al., 2008) foi proposto um novo método de equivalência elétrica, chamado de Substituição Elétrica por Acopla-mento Capacitivo (CCES-Capacitively Coupled Electrical Substitution), no qual o uso de um resistor auxiliar para aquecimento do bolômetro é dispensado. O sinal elétrico da re-alimentação é aplicado ao sensor através de um acoplamento capacitivo. Para isso o sinal da realimentação é modulado em alta frequência, assim o ponto de operação térmico do sensor é alterado sem variação do ponto de operação elétrico.

O método CCES foi validado utilizando um bolômetro fabricado com deposição de filme de ouro sobre uma membrana de vidro, com GT H=1,25 mW/K, CT H=14,6 mJ/K e

τs=11,68 s. Na comparação com o método de equivalência elétrica tradicional, o CCES

obteve pequena redução no tempo de resposta (em ambos a constante de tempo foi menor que 1 s) e o SNR máximo obtido foi de 31 dB. Na implementação do CCES utilizando circuito analógico, a potência de realimentação aplicada ao sensor tem relação quadrática (não linear) com a saída do sensor. Em (MATTHIEU et al., 2009) foi proposta a imple-mentação digital da realiimple-mentação, utilizando modulação por largura de pulso (PWM). As principal vantagem da implementação digital é a linearização da resposta do sistema para toda a faixa de operação. Além disso projeto do controlador é facilitado e a saída digital é diretamente obtida.

Nos circuitos mais recentes que implementam o método CCES, a modulação PWM foi substituída pela modulação Sigma-Delta (DENOUAL et al., 2012), (DENOUAL et al., 2014). Além das vantagens da implementação digital já citadas, o modulador Σ∆ aumenta a resolução e a robustez do sistema. Na Figura 2.10 é mostrado o diagrama de blocos do sistema apresentado em (DENOUAL et al., 2012).

P

T

T

V

P

_V

V

P

V

G

+

V

∆

∑

2.3. MODULADOR SIGMA-DELTA TÉRMICO 19

Foi desenvolvido um circuito integrado composto de um modulador Σ∆, um filtro decimador, para obtenção da saída digital de 8 bits, um circuito de modulação de alta frequência para implementação do CCES. Além do circuito integrado, o sistema possui outros circuitos off-chip, o circuito de conformação do sinal e o controlador. Nos ex-perimentos de validação do sistema foi utilizado um bolômetro com GT H=550 µW/K,

C_{T H}=60 mJ/K, resultando em τs=110 s. Estes parâmetros foram obtidos no vácuo. Na

pressão e temperatura ambiente, o sensor em malha-aberta apresentou tempo de resposta de 40 s. Com o sistema em malha fechada o tempo foi diminuído para 20 s.

2.3

Modulador Sigma-Delta Térmico

2.3.1

Modulação Sigma-Delta

Em conversão de dados, A/D ou D/A (digital/analógica), uma das técnicas mais utili-zadas, desde a década de1960 até os circuitos mais modernos, é a modulação Sigma-Delta (Σ∆). Essa técnica combina sobreamostragem e modelagem do erro de quantização (noise shaping) e, com circuitos relativamente simples, pode-se obter alta resolução e alta SNR. Essas características fazem dos moduladores Σ∆ os circuitos mais utilizados em conver-sores A/D em diversas aplicações, sobretudo como interface em CI‘s e SistemasOn Chip (SoC) (ROSA, 2011), (ROSA; RIO, 2013).

Na conversão A/D, dois dos principais processos envolvidos são a amostragem e a quantização. No primeiro processo, um circuito amostrador (S/H-sampling-and-hold) discretiza o sinal analógico à uma frequência fs. Segundo o teorema de Nyquist, fsdeve

ser pelo menos igual ao dobro da banda passante (Bw) do sinal de entrada. Quando fs =

2Bwé dito que o A/D trabalha à taxa de Nyquist. Quando fs> 2Bw, os A/D são chamados

de sobreamostrados (oversampling). Nesse tipo de conversor tem-se fs=OSR×2Bw, onde

OSR é a taxa de sobreamostragem. A principal vantagem no uso de sobreamostragem é o espalhamento do ruído de quantização por uma maior faixa de frequência ( fs/2).

A formatação do ruído de quantização (noise shaping) é intrínseca da estrutura do Σ∆. O efeito do noise shaping é a filtragem do ruído de quantização, levando a potência do ruído para as frequências mais altas, melhorando a SNR do sistema dentro da banda pas-sante. A estrutura de um modulador Σ∆ típico é mostrada na Figura 2.11. O integrador tem função de filtro passa-baixas, o conversor A/D de 1-bit trabalha à taxa de sobreamos-tragem fs e introduz o erro de quantização ε.

No domínio Z, a saída Y (z) é dada pela Equação (2.14). Pode-se observar que o sinal de entrada X (z) não é filtrado e o ruído de quantização ε(z) é cancelado nas baixas

Z

1 - Z

H(z)=

1-bit

ε

1-bit

DAC

x[n]

_y[n]

[n]

Figura 2.11: Modulador Sigma-Delta de 1aordem

frequências, ou seja, é modelado por um filtro passa-altas. Este modulador é chamado de Σ∆ de 1a ordem, pois utiliza apenas 1 integrador, aplicando um filtro de 1aordem ao ruído de quantização (ROSA; RIO, 2013).

Y(z) = (X (z) −Y (z)) Z

−1

1 − Z−1+ ε(z)

Y(z) = X (z)Z−1+ ε(z)(1 − Z−1) (2.14) Utilizando mais integradores em cascata, é possível aumentar a ordem do Σ∆ e mode-lar o ruído de quantização de forma mais eficiente, contribuindo para o aumento do SNR e da resolução. Moduladores Σ∆ com ordem maior que 2 podem apresentar problemas de estabilidade, dificultando seu projeto. Em resumo, o projeto de um modulador Σ∆ envolve a escolha adequada da OSR e da ordem do filtro de quantização para que sejam obtidos os requisitos de SNR, faixa dinâmica e resolução.

Um conversor A/D Σ∆ (Figura 2.12) é composto por um modulador Σ∆ e um filtro digital com decimador. O filtro digital cancela as componentes de alta frequência e a decimação é o processo inverso da sobreamostragem, onde a taxa de amostragem do sinal é reduzida para uma frequência menor (geralmente igual a taxa de Nyquist).

2.3.2

Sigma-Delta Térmico

Uma das estratégias para controlar a temperatura de um sensor térmico é inseri-lo na malha de realimentação de um Σ∆. Os primeiros estudos nesse sentido foram apresen-tados em (VERHOEVEN; HUIJSING, 1995a) e (VERHOEVEN; HUIJSING, 1995b), sendo a técnica batizada de Sigma-Delta Térmico (Σ∆T). Em um Σ∆T parte das funções de um modulador Σ∆ tradicional é executada pelo sensor, no domínio térmico, e outra

2.3. MODULADOR SIGMA-DELTA TÉRMICO 21

Z

1 - Z

H(z)=

1-bit

1-bit

DAC

Filtro

Decimador

f

f

f

x[n]

ε

[n]

y[n]

Figura 2.12: Conversor A/D Sigma-Delta de 1aordem

parte é executada por circuitos eletrônicos, no domínio elétrico. Na malha do Σ∆T, mos-trada na Figura 2.13, o sensor térmico desempenha as funções de somador e integrador, e no domínio elétrico apenas são executadas as conversões A/D e D/A de 1-bit, o que repre-senta em termos de circuito eletrônico apenas um comparador de tensão e um registrador de 1-bit (flip-flop D).

D

Q

1-bit

DAC

Integrador Comparador Flip-Flop



Figura 2.13: Diagrama de blocos do modulador Σ∆ de 1aordem.

A função do somador é executada termicamente através da troca de calor do sensor com o ambiente (perda de calor) e do aquecimento do sensor através da realimentação (ganho de calor). A função do integrador decorre da inércia térmica (ou capacitância térmica) do sensor, ou seja, a variação de temperatura do sensor em função do tempo tem características semelhantes a de um integrador. Para que o integrador térmico funcione, a constante de tempo do sensor deve ser muito maior que o período de sobreamostragem.

No domínio elétrico, o comparador e o registrador formam o conversor A/D de 1-bit. A conversão D/A de um 1-bit, geralmente localizado na realimentação, na maioria das aplicações práticas é desempenhada por uma fonte de corrente controlada. Em relação às

demais arquiteturas de malha fechada apresentadas anteriormente, apesar da simplicidade do circuito eletrônico, o Σ∆T também melhora a resposta dinâmica e lineariza a resposta do sistema, além disso fornece na saída a representação digital da grandeza a ser medida, em alta resolução (dependendo da taxa de sobre-amostragem) e com alta SNR.

Como visto na seção 2.1.1, com a utilização de sensores térmicos, além da medição de temperatura, em teoria qualquer grandeza física que tenha relação com a temperatura do sensor pode ser estimada através do princípio da equivalência elétrica. Entre as im-plementações encontradas na literatura, o conceito do Σ∆T foi aplicado em medição de temperatura, velocidade e direção de fluidos (como o vento) e radiação térmica.

Na Tabela 2.1 são apresentados os principais trabalhos referentes aos moduladores Σ∆T. Apenas foram considerados os artigos que se enquadram no conceito introduzido anteriormente, onde um sensor térmico realiza funções dentro do modulador. Outros trabalhos que utilizam sensores térmicos e modulação Sigma-Delta, porém de forma se-parada, são citados neste documento mas não se enquadram na Tabela 2.1.

Em (VERHOEVEN; HUIJSING, 1995a) e (VERHOEVEN; HUIJSING, 1995b) foi introduzido o conceito do Σ∆T. Foi implementado um sensor inteligente de fluido (smart sensor) para aplicação em controle de respiração. O circuito integrado projetado possui um sistema microcontrolado, um sensor de temperatura para compensação do efeito das variações da temperatura ambiente, e a malha do Σ∆T, implementada utilizando o micro-controlador como comparador digital. Um segundo CI com smart sensor de temperatura para aplicações domésticas foi desenvolvido em tecnologia BiCMOS.

Baseado no conceito do Σ∆T, em (MAKINWA; HUIJSING, 2001a) foi proposta uma topologia diferencial para a malha do modulador, mostrada na Figura 2.14. No Σ∆T diferencial, com apenas um comparador com flip-flop são realizadas duas realimentações para aquecer os dois extremos opostos de um mesmo sensor, no caso foram integradas termopilhas. Cada realimentação é derivada de uma saída do flip-flop, Q e ¯Q, ou seja, são complementares.

Com esse arranjo é possível medir o gradiente de temperatura do sensor. O arranjo do circuito força a tensão diferencial de entrada do comparador para zero e as variações na temperatura de uma das extremidades são compensadas e podem ser detectadas no trem de pulsos da saída. Com dois Σ∆T diferenciais e sensores dispostos em cada extremidade do chip, foi realizado um anemômetro para medição de velocidade e direção do vento, com resultados e análises apresentados em (MAKINWA; HUIJSING, 2001b), (MAKINWA; HUIJSING, 2002b) e (MAKINWA; HUIJSING, 2002a).

Em relação a simulação dos circuitos, em (MAKINWA et al., 2002) os autores de-talham a metodologia utilizada para modelagem dos sensores utilizando uma ferramenta

2.3. MODULADOR SIGMA-DELTA TÉRMICO 23

Tabela 2.1: Resumo das implementações de Sigma-Delta Térmico

Referência Tipo / Posição do

Sensor Simulação Tecnologia Principais Contribuições

(VERHOEVEN; HUIJSING,

1995a)1

Termopilha /

Integrado SPICE BJT e BiCMOS

Primeiro trabalho a apresentar o con-ceito de Σ∆ Térmico. (MAKINWA; HUIJSING, 2001a)2 Termopilha 2D / Integrado Thermodel e SPICE CMOS

Obtenção da velocidade e direção do vento com o uso de dois Σ∆T diferen-ciais. (DOMINGUEZ et al., 2002)3 BJT array / Externo SPICE e Linguagem C Componentes Discretos

Aplicação do Σ∆ Térmico em medi-ção de fluxo de ar. Estudos das não-linearidades do integrador térmico. (OLIVEIRA et al., 2004) Termistor NTC / -MATLAB Simulink Somente Simulação

Modelagem do termistor NTC utili-zando Princípio da Equivalência Elé-trica.

(MAKINWA;

HUIJSING, 2005) BJT / Externo

-Componentes Discretos

Primeiro trabalho a implementar

Σ∆T de segunda ordem, aplicado

em Anemômetro a transistor quente (HTA). (PALMA et al., 2006) RTD / -MATLAB Simulink Somente Simulação Análise de frequência e SNR de Σ∆T com RTD aplicado a medição de radi-ação solar. (ALMEIDA et al., 2007) RTD / -MATLAB Simulink Somente Simulação

Anemômetro baseado no Σ∆ Térmico com termoresistor RTD. (FREITAS et al., 2008)4, (ROSA et al., 2008)5 Termistor NTC / Externo MATLAB Simulink Componentes Discretos

Termômetro4e Radiômetro5baseados no Σ∆T com termistor NTC, validados utilizando microcontrolador. (CERIMOVIC et al., 2009) Termistores de filme fino de Ge / Externo SPICE Componentes Discretos

Aplicação em medição de fluxo. Aná-lises da influência da frequência de clock na precisão do transdutor. (ALMEIDA et al., 2010) Microsensor PTC / Integrado VHDL-AMS CMOS (Somente Leiaute) Simulação do sistema em

VHDL-AMS e implementação (leiaute)

CMOS com tecnologia 0,35 µm. (WU et al.,

2011b)6

Termopilha /

Integrado - CMOS

Medição de velocidade, direção do vento e temperatura em único CI CMOS, tecnologia 0,7 µm. Σ∆T de se-gunda ordem. (ROSA; OLIVEIRA, 2014) Termistor NTC / Externo -Componentes Discretos

Estudo da influência dos parâmetros do sensor no SNR do sistema. Ar-quitetura semelhante a (ROSA et al., 2008). (VITORINO et al., 2016) Bolômetros / Externo MATLAB Simulink Somente Simulação

Estudo e comparação entre Σ∆T de 1a

e 2a_{ordem aplicados a bolômetros.}

(ROSA et al., 2016) Termistor NTC / Externo -Componentes Discretos Aplicação do Σ∆T de 1a _{ordem na}

medição de radiação térmica. Es-tudo detalhado das influência das não-idealidades do circuito no SNR. (VITORINO et al., 2018) Termistor NTC / Externo MATLAB Simulink Componentes Discretos

Proposta nova arquitetura AR-Σ∆T para a medição de radiação térmica, incluindo auto-ajuste da faixa de ope-ração do modulador (trabalho desta tese)

1_{(VERHOEVEN; HUIJSING, 1995a) e (VERHOEVEN; HUIJSING, 1995b)}

2_{(MAKINWA; HUIJSING, 2001a) ,(MAKINWA; HUIJSING, 2001b), (MAKINWA; HUIJSING, 2002b) e (MAKINWA;}

HUIJSING, 2002a)

3_{(DOMINGUEZ et al., 2002) e (DOMINGUEZ; CASTANER, 1999)} 6_{(WU et al., 2011b) e (WU et al., 2011a)}

Figura 2.14: Sigma-Delta Térmico Diferencial. Fonte:(MAKINWA; HUIJSING, 2002a)

específica para geração de um modelo de circuito equivalente ao comportamento do sen-sor (SZÉKELY, 1998),(SZÉKELY et al., 2001). Nesse software, o modelo é obtido a partir da resposta do sensor ao degrau unitário e a saída da ferramenta é um circuito equi-valente composto por redes RC. Os modelos de circuito foram utilizados para simulação SPICE do transdutor completo.

Em (DOMINGUEZ et al., 2002) o Σ∆T foi utilizado em um medidor de fluxo de ar. Foi realizada uma análise matemática da faixa dinâmica do modulador. Foi concluído que, para maximizar a faixa dinâmica da saída e a sensibilidade do sensor, a tensão de referência deve ser escolhida de forma que na presença de fluxo máximo de ar, a saída seja próxima a 1, entre 80 e 90% do valor máximo para evitar saturação. Com o mesmo objetivo foi realizado um arranjo na realimentação, no circuito de aquecimento do sensor. Foram utilizadas uma fonte de potência constante e uma fonte de potência pulsada em paralelo, a largura de pulso da fonte controlada influencia na faixa dinâmica da saída.

A modelagem de alto nível do Σ∆T, utilizando o ambiente Simulink do MATLAB, foi apresentada pela primeira vez em (OLIVEIRA et al., 2004). O modelo de um sensor NTC foi desenvolvido utilizando as equações do princípio da equivalência elétrica. O Σ∆T foi utilizado para medição de temperatura, e os resultados de simulação comprovaram seu funcionamento. Em outros trabalhos a mesma metodologia (PEE) foi empregada para sistemas de medição de radiação em (PALMA et al., 2006), (ROSA et al., 2008) e (ROSA et al., 2008) e velocidade de fluidos (ALMEIDA et al., 2007).

2.3. MODULADOR SIGMA-DELTA TÉRMICO 25

Em duas das implementações apresentadas na tabela 2.1 foi utilizado um modulador Σ∆T de 2aordem. Como já dito anteriormente, a função do integrador do modulador Σ∆T é realizada pelo sensor, através da sua inércia térmica. O integrador térmico possui ganho DC limitado, provocando uma degradação no desempenho do Σ∆T em relação ao mo-dulador tradicional. Em (MAKINWA; HUIJSING, 2005), foi projetado um circuito com componentes discretos, adicionando um integrador eletrônico na malha do Σ∆T, formando um modulador de 2aordem, com aplicação em um anemômetro baseado em transistores bipolares aquecidos (hot transistor anemometer HTA).

Figura 2.15: Sigma-Delta Térmico Diferencial de 2aordem. Fonte:(WU et al., 2011b)

Em (WU et al., 2011b) e (WU et al., 2011a) foi apresentado um anemômetro inte-grado para medição de velocidade e direção do vento, utilizando Σ∆T de 2a ordem, em configuração diferencial mostrada na Figura 2.15. Além da medição de fluido, o sensor mede também a temperatura ambiente através da análise de uma oscilação presente no modulador de 2aordem. Algumas características deste sistema, assim como comparação de desempenho entre 1ae 2aordem são apresentadas abaixo.

Anemômetro CMOS ((WU et al., 2011a)): • Tecnologia: CMOS 0,7 µm

• Área: 4x4 mm2

• Consumo: 50 mW (Boa parte devido aos resistores de aquecimento, o circuito de interface consome 25 µA.)

• Faixa de medição: 1 a 25 m/s

• Resolução digital (com f_s= 10 kHz): Σ∆T 1aord.: 12 bits; Σ∆T 2aord.: 15 bits. • Resolução velocidade: Σ∆T 1a_{ord.: 0,08 m/s ; Σ∆T 2}a_{ord.: 0,01 m/s.}

Capítulo 3

Modulador AR-Σ∆T: Arquitetura

Proposta

3.1

Arquitetura convencional do modulador Σ∆T de 1

ordem

Uma arquitetura de circuito, proposta em (ROSA et al., 2016), implementa um modu-lador Σ∆T de 1aordem, baseado em um sensor termoresistivo NTC. No circuito, mostrado na Figura 3.1, o sensor é mantido à temperatura constante através da topologia em ma-lha fechada. A saída do circuito (Vo) é uma sequência binária, cuja média representa a

potência elétrica fornecida ao sensor para mantê-lo à temperatura constante, portanto Vo

também é proporcional à variação da temperatura ambiente Ta e à radiação incidente PH.

Sendo assim, a radiação PH pode ser estimada se conhecida e compensada a temperatura

ambiente.

As faixas de operação em temperatura do Σ∆T são mostradas na Figura 3.2, onde ∆TM0é a faixa de temperatura medida e ∆Taé a faixa de temperatura ambiente. A faixa de

temperatura medida é a soma das contribuições da temperatura ambiente com a variação de temperatura provocada pela radiação incidente. O valor mínimo de ∆TM0 é igual ao

valor mínimo da temperatura ambiente, quando a radiação incidente for nula, ou seja, T_M0min= Tamin. O valor máximo da temperatura medida, dado pela Equação (3.1), acontece quando a temperatura ambiente e a radiação incidente têm seus valores máximos.

T_M0max = Tamax+ P_Hmax

GT H

. (3.1)

O sensor é mantido à uma temperatura em torno do valor TREF, que deve ser maior que

T_M0max. Para que o sensor opere em TREF o circuito do Σ∆T deve fornecer uma potência

REF

V

I

D

Q

clk

R

,

H T

Analógico

Digital

V

V

Figura 3.1: Circuito do modulador Σ∆T de 1aordem.

os períodos de tempo em nível baixo e nível alto do sinal de clock.

No diagrama de tempo da Figura 3.3 é exibido o funcionamento do circuito de excita-ção do sensor. Em cada período de clock, ou o sensor é eletricamente aquecido (heating), quando aplicada uma corrente IREF, ou é resfriado (cooling), quando a corrente é nula.

Para garantir a comparação da tensão do sensor (VS) com a tensão de referência (VREF) em

todos os períodos do clock, um pulso de retorno para nível alto é implementado, mesmo nos períodos de resfriamento. Esta lógica é implementada pela porta NAND no circuito de realimentação do Σ∆T, e o pulso é chamado de sensing, com duração tL.

Considerando o período de tempo de sensing, podem ser calculadas as potências elé-tricas máxima e mínima fornecidas ao sensor, que são respectivamente:

P_emax = V_REFI_REF= G_{T H}(T_REF− TM0min), (3.2) e

P_emin= VREFIREF

t_L

t_clk = GT H(TREF− TM0max). (3.3) Através das Equações (3.2) e (3.3) pode-se obter a Equação (3.4) para a temperatura T_REF, sabendo que tH= tclk− tL.

TREF= TM0max+ ∆TM0 tL

t_H. (3.4)

3.1. ARQUITETURA CONVENCIONAL DO MODULADOR Σ∆T DE 1AORDEM29 max a

T

T

T

T



P

G

T

T

T



T t t



Figura 3.2: Faixas de operação do Σ∆T de 1aordem.

desejável um tempo pequeno, considerando que tLinfluencia na temperatura de referência

e na potência elétrica entregue ao sensor. Ainda utilizando as Equações (3.2) e (3.3) podem-se obter as equações para a tensão VREF e corrente de referência IREF:

VREF= r GT H∆TM0(1 + t_L t_H)RREF (3.5) e I_REF =VREF R_REF, (3.6)

nas quais RREFé a resistência do sensor na temperatura TREF.

3.1.1

Medição de radiação com modulador de 1

ordem

O sistema para medição de radiação é projetado definindo os parâmetros da faixa de operação da temperatura ambiente (Tamin e Tamax), faixa de radiação (Hmax (ou PHmax) ) e o ciclo de trabalho do clock (tL). A partir desses parâmetros e usando as Equações (3.1),

(3.4), (3.5) e (3.6), pode-se calcular TM0max, ∆TM0, TREF, VREF e IREF, em sequência. Para medição da radiação incidente através do modulador Σ∆T é utilizado o esquema mostrado na Figura 3.4. São utilizados dois sensores termoresistivos, um deles exposto à radiação incidente e outro protegido, chamados de sensor de radiação e sensor protegido, respectivamente. O sensor de radiação pode ser pintado de preto para maximizar a absor-ção de radiaabsor-ção, enquanto o sensor protegido pode ser pintado de branco e coberto por

H

t

I

I

t

heating cooling sensing

clk

V

V



V

V



V

Figura 3.3: Diagrama de tempo com a lógica do Σ∆T de 1aordem.

um anteparo. Ambos os sensores devem estar sob as mesmas condições de temperatura ambiente. Modulador SDT DecimadorFiltro Modulador SDT DecimadorFiltro Processador H a T a T Sensor radiation Sensor blinded ˆ H ˆ a T

Figura 3.4: Diagrama de blocos do sistema para medição de radiação utilizando modula-dor Σ∆T. (ROSA et al., 2016)

Cada um dos sensores é ligado à um modulador Σ∆T e ambos os circuitos são ca-librados para operar na mesma faixa ∆TM0. A potência da radiação pode ser calculada

por:

ˆ

PH= GT H∆TM0(VoH−VoT), (3.7) onde VoH e VoT são as médias das saídas binárias dos Σ∆T do sensor de radiação e pro-tegido, respectivamente. As médias dos bitstreams são obtidas utilizando filtros decima-dores implementados no sistema digital. A radiação incidente pode ser calculada através de: