Bootstrap

20  Download (0)

Full text

(1)

ĐẠI HỌC QUỐC GIA THÀNH PHỐ HỒ CHÍ MINH

TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA

BÁO CÁO ĐỒ ÁN MÔN HỌC

ĐỀ TÀI:

TÍNH TOÁN THIẾT KẾ MẠCH KÍCH MOSFET/IGBT

(2)

MỤC LỤC

Lời nói đầu ...3

Phần I: Tính giá trị tụ bootstrap ...4

I.1 Sơ đồ nguyên lý mạch sử dụng tụ bootstrap ...4

I.2 Tính giá trị tụ bootstrap ...4

I.3 Một số lưu ý ...5

Phần II: Quá trình kích đóng IGBT ...6

II.1 Giới thiệu quá trình kích đóng ...6

II.2 Phân tích quá trình kích đóng ...7

Phần III: Quá trình kích ngắt IGBT ...9

Phần IV: Tính giá trị điện trở kích ...10

IV.1 Điện trở tới hạn ...10

IV.2 Điện trở kích đóng ...11

IV.3 Điện trở kích ngắt ...12

Phần V: Thiết kế mạch kích IGBT dùng IC Driver IR2114 ...13

V.1 Sơ đồ khối ...13

V.2 Sơ đồ nguyên lý ...14

V.3 Mạch in ...15

V.4 Kết quả thử nghiệm và đánh giá ...17

(3)

Lời nói đầu.

Ngày nay, với sự tiến bộ của khoa học trong chế tạo linh kiện. MOSFET và IGBT công suất đã khẳng định vị trí dẫn đầu trong ngành bán dẫn công suất. Và được ứng dụng rộng rãi trong các ứng dụng liên quan đến đóng ngắt và khuyếch đại công suất.

Một trong những yếu tố giúp MOSFET và IGBT được sử dụng nhiều là nhờ khả năng kích đóng và kích ngắt ở tần số cao khá dễ so với các linh kiện khác như BJT, TRIAC, GTO…

Trên thị trường, có rất nhiều linh kiện hoặc module hoàn chỉnh dùng để kích MOSFET và IGBT. Trong đó có dòng Driver SKHI, được biết đến như một chuẩn công nghiệp và được sử dụng rộng rãi. IC SKHI sử dụng kỹ thuật bootstrap, là một phương pháp cấp nguồn cho mạch kích khá đơn giản và rất kinh tế.

Nhắm đến mục tiêu làm chủ phương pháp kích IGBT và áp dụng thực hiện mạch thay thế IC SKHI, tài liệu này sẽ đề cập đến các vấn đề sau:

Giới thiệu mạch cấp nguồn kiểu bootstrap và cách tính toán giá trị tụ bootstrap. Giới thiệu và phân tích quá trình đóng ngắt của MOSFET và IGBT

(4)

I. TÍNH GIÁ TRỊ TỤ BOOTSTRAP 1. Sơ đồ nguyên lý mạch sử dụng tụ

bootstrap

Hình 1: Mạch bootstrap

Như chúng ta đã biết, việc cấp nguồn cho mạch kích khóa tầng dưới như bình thường vì điểm 0V của nguồn trùng với cực S của khóa (MOSFET).

Tuy nhiên, vấn đề khó khăn hơn khi cấp nguồn mạch kích khóa tần trên, bởi vì điện áp cực S của MOSFET tầng trên không cố định mà thay đổi liên tục từ giá trị -VDC đến +VDC.

Giải quyết vấn đề này có 2 cách. Một là tạo nguồn riêng (cách ly) cho mạch kích tầng trên; hai là sử dụng kỹ thuật bootstrap. Phần sau đây giới thiệu và xác định linh kiện trong phương pháp bootstrap.

Mạch kích tầng cao được cấp nguồn VBS

bởi tụ bootstrapb - CBS. Theo sơ đồ trên,

có 5 phần tử ảnh hưởng đến hoạt động của tụ CBS. Trong mỗi phần tử đó, ta chú ý

đến các thông số chính sau:

1. Điện trở Rboot: thường lấy giá trị

bằng không.

2. Diode Dboot: điện áp thuận VF , dòng

rò Ilk-d và năng lượng hồi phục Qrr. 3. Tụ bootstrap CBS: giá trị CBS cần tính và dòng rò qua tụ Ilk-c 4. Mạch kích trong IC: dòng tĩnh Iqbs và năng lượng cần nạp để chuyển từ mức áp thấp lên mức áp cao Qls 5. Khóa tầng cao: gồm năng lượng nạp cổng Qg và dòng rò qua G-S: Ilk-GS 6. Khóa tầng thấp: sụt áp VCE-on 2. Tính giá trị tụ bootstrap

Năng lượng tối thiểu của tụ CBS để

cung cấp cho mạch.

QBSmin = (Qrr + Ilk-d.tHon) + (Ilk-c.tHon) +

(Qls + Iqbs.tHon)+(Qg + Ilk-gs.tHon)

Trong đó: tHon là thời gian tối đa khóa

trên đóng. sw sw Hon f T t   1 Tuy nhiên, ta có thể tính gần đúng bằng cách bỏ qua các đại lượng ít ảnh hưởng đến kết quả tính. Và gấp đôi Qg để đảm bảo năng lượng cho bất kỳ khóa nào. Khi đó, công thức tính được rút gọn là:

QBSmin = (Qls + Iqbs.tHon) + 2Qg

Khi tụ cấp năng lượng cho các phần tử nói trên, thì điện áp trên tụ sẽ sụt dần. ta gọi Vmin là điện áp trên tụ (VBS) tối

thiểu để mạch hoạt động. khi đó, độ thay đổi điện áp trên tụ trong lúc khóa tầng cao đóng là:

ΔVBS = VCC – VF – Vmin – VCE-on

Như vậy, để đảm bảo tụ hoạt động ổn định, giá trị nạp cho tụ phải được gấp đôi giá trị trên. Điện dung tối thiểu của tụ bootstrap được tính:

(5)

on CE F CC g Hon qbs ls BS BS BS BS V V V V Q t I Q C V Q C          min min min min ] 2 . [ 2 2

Theo khuyến cáo của các hãng, giá trị tụ bootstrap nên lấy gấp 15 lần giá trị tối thiểu trên. min 15 BS BS C C3. Một số điểm lưu ý:

1. Tụ bootstrap phải có điện trở nội (ESR) thấp để hạn chế dòng rò, ta nên dùng tụ Tanlalum hoặc mắc song song nhiều tụ gốm. Nếu sử dụng tụ Electrotithic thì phải tính đến dòng rò.

2. Diode phải là loại fast recovery,

có thời gian hồi phục nhỏ hơn 100ns. Điện áp ngược của diode phải lớn hơn nguồn cung cấp cho khóa. Dòng qua diode được tính:

IF =QBSmin*fsw

Ví dụ: Ta tính giá trị tụ bootstrap cho IC Driver IR2114 kích IGBT 12N60A.

Qls = 5nC (5nC khi điện áp khóa

600V, 20nC khi áp khóa 1200V) Iqbs = 800 µA (datasheet IR2114)

tHon = 1/fsw = 1/10KHz = 10-4s

(mạch kích tần số 10KHz) Qg= 96nC (datasheet 12N60A)

VCC=15V

VF=1.7V (datasheet UF4007)

Vmin=10.3V (datasheet IR2114)

VCE-on =2.7V (datasheet 12N60A)

Thế vào công thức trên, ta được: F C C F F C C BS BS BS BS µ 7 , 27 15 µ 85 , 1 10 . 85 , 1 7 , 2 3 , 10 7 , 1 15 ] 10 . 96 . 2 10 . 10 . 800 10 . 5 [ 2 min 6 min 9 4 6 9 min               

(6)

II. HOẠT ĐỘNG KÍCH ĐÓNG IGBT 1. Giới thiệu quá trình kích đóng

IGBT được xem là sự ghép nối giữa MOSFET và BJT, do đó nó có được ưu điểm là kích đóng hoặc kích ngắt bằng điện áp, và sụt áp khi dẫn điện thấp. Vì vậy hoạt động kích đóng và kích ngắt của IGBT hoàn toàn như của MOSFET. Và ở đây sử dụng đại diện là MOSFET. Việc phân tích cho IGBT hoàn toàn tương tự, ta chỉ việc lần lược đổi tên cực D & S của MOSFET thàng cực C & E của IGBT.

Hình 2: Mô hình IGBT

Hình sau giúp ta dễ hình dung sự ảnh hưởng của các tụ ký sinh trong quá trình kích.

Hình 3: Các tụ ký sinh trong MOSFET

Quá trình kích MOSFET được chia làm 3 phần chính.

Hình 4: Dạng điện áp VGS khi kích đóng.

Phần 1: Nạp tụ CGS

Phần 2: Nạp tụ CGD do hiệu ứng Miller

Phần 3: Nạp tới giá trị đỉnh của áp kích Ta sẽ phân tích quá trình từ khi có điện áp kích đến khi MOSFET đóng hoàn toàn một cách chi tiết qua 4 thời kỳ, đó là một đồ thị điện áp VGS theo thời gian

(7)

Điểm cuối của 4 thời kỳ tương ứng là 1. VT (t=t1): điện áp ngưỡng (threshold) 2. VPL (t=t2): điện áp đầu độ dốc do hiệu ứng Miller 3. VPR (t=t3): điện áp cuối độ dốc

4. VDR (t=t4): điện áp đỉnh của nguồn

kích.

Song song với sự thay đổi của điện áp VGS

ở trên, giá trị dòng điện nạp IGS, điện áp

máng nguồn VDS và dòng điện IDS cũng có

sự thay đổi tương ứng, được trình bày trong hình sau:

Hình 6: Sự liên quan giữa các thông số trong quá trình kích đóng.

2. Phân tích quá trình kích đóng. 1. Từ zero đến VTH

VGS tăng từ 0 đến VTH

iGS giảm từ giá trị max

iD =0

vDS không đổi

Điện áp Vgs trong tầm 0 đến VTH. Tại

thời điểm t=0, cực G được cấp nguồn và điện áp vgs bắt đầu tăng, lúc này

hầu hết dòng qua cực G đều nạp cho tụ CGS.

Thật ra, cũng có một lượng nhỏ dòng nạp qua tụ CGD vì tụ này có giá trị nhất

định, nhưng do tụ CGS>>CGD nên có

thể xem đây là thời kỳ nạp cho tụ CGS

Giai đoạn này còn được gọi là ON_delay, bởi vì cả dòng điện và điện áp qua máng nguồn vẫn chưa thay đổi. lúc này MOSFET vẫn đang ở trạng thái ngắt (OFF) 2. Từ VT đến VPL VGS tăng từ VT tới vPL igs giảm iD tăng nhanh vDS bắt đầu giảm

Giai đoạn 2 này là giai đoạn đầu của MOSFET khi chuyển từ trạng thái ngắt sang đóng.

Điện áp ngưỡng VT được định nghĩa là

điện áp VGS lúc dòng iD bắt đầu chảy

từ cực máng D đến cực nguồn S. Lúc này VDS bắt đầu giảm nên VGD tăng

(VGD=VGS-VDS). Ta có: dt v C d dy dq i  ( . )

Kết quả là dòng nạp đã chảy qua tụ CGD nhiều hơn so với giai đoạn 1,

(8)

trong khi dòng nạp tụ CGS vẫn không

đổi.

Theo hình ta thấy, dòng điện qua cực G vẫn tuyến tính với điện áp vGS trong

2 giai đoạn đầu.

3. Từ VPL đến VPR

vGS tăng từ VPL đến VPR

iD đạt giá trị max

vDS giảm nhanh đến VDS(ON)

Đây là giai đoạn sau của việc kích đóng và MOSFET gần như dẫn hoàn toàn.

Trong giai đoạn này, áp vDS giảm

nhanh khiến VGD tăng nhanh. Dẫn đến

dòng nạp ít qua CGS mà chủ yếu là qua

CGD theo biểu thức i=d(C.v)/dt. Điều

này giải thích tại sao áp VGS tăng rất

chậm, hoặc thậm chí là một đường nằm ngang nếu tích số (C.v) tăng đủ nhanh.

Dòng máng nguồn tăng đến giá trị tối đa và dừng lại ở đó. Giá trị max này phụ thuộc vào thông số tải.

Đến cuối giai đoạn, điện áp vDS đạt giá

trị ID*RDS(ON) và ngừng giảm, làm CGD ngừng tăng. 4. Từ VPR đến VDR VGS tăng từ vPR đến vDR iD là hằng số ở giá trị max vDS là hằng số ở giá trị min

Giai đoạn hoàn thiện một chu kỳ kích đóng MOSFET và không có gì thay đổi lớn. Độ lớn VGS tăng tới giá trị

cuối cùng là áp kích VDR của IC

Driver.

Trong khi dòng nạp chia cho cả 2 tụ CGS và CGD thì iD không đổi, vgs giảm

nhẹ do điện trở RDS(ON) giảm nhẹ.

Như vậy, việc kích đóng của MOSFET trong chuyển mạch cứng thì ảnh hưởng của hiệu ứng Miller rất lớn. Và do đó, việc kích MOSFET không đơn thuần là kích bằng áp nữa, mà dòng kích cũng ảnh hưởng nhiều đến tốc độ kích đóng của khóa.

(9)

III. HOẠT ĐỘNG KÍCH NGẮT IGBT

Hoạt động kích ngắt diễn ra ngược lại với quá trình kích đóng nên ở đây không phân tích nữa, chỉ lưu ý là quá trình này cũng bao gồm 4 giai đoạn. bắt đầu với:

VGS bằng áp kích (VDR)

IG bằng 0

VDS bằng VDS(ON)=ID*RDS(ON)

ID phụ thuộc tải

4 giai đoạn được trình bày trong hình sau:

Hình 7: Sự liên quan giữa các thông số trong quá trình kích ngắt.

Tóm lại, có thể chia quá trình kích đóng và kích ngắt IGBT thành 4 giai đoạn mà độ dài của mỗi gian đoạn này phụ thuộc vào các giá trị tụ điện liên quan.

(10)

IV. TÍNH GIÁ TRỊ ĐIỆN TRỞ KÍCH 1. Điện trở tới hạn

Phần trước ta đã tìm hiểu sơ qua việc đưa năng lượng vào MOSFET như thế nào để MOSFET đóng ngắt.

Việc cấp năng lượng hay chính xác hơn là cấp dòng điện cho MOSFET có giới hạn, và giới hạn này được quyết định bởi điện trở kích Rg (Gon và Goff).

Hình 8: quá trình kích đóng.

Hình 9: quá trình kích ngắt.

Trên hình 8 và hình 9 có tụ điện Ceff, là giá trị tụ điện quy đổi của tất cả các tụ liên quan đến quá trình kích đóng và kích ngắt. Ta có thể sử dụng sơ đồ thay thế sau để phân tích : Hình 10: sơ đồ thay thế mạch kích. Ở sơ đồ ta thấy có thêm phần tử điện cảm LS, bởi vì từ mạch kích đến các khóa ta

phải có đường dây dẫn, và điện cảm sinh ra bởi đường dây này. (Theo EMC thì ta có thể ước lượng cho đường đi trong mạch in là khoảng 2nH/1cm)

Theo lý thuyết mạch, để điện áp trên tụ CISS không bị dao động thì giá trị điện trở

RG phải lớn hơn hoặc bằng điện trở tới

hạn. ISS S TH C L R 2

Trong đó, RG là điện trở tổng, bao gồm

điện trở ngõ ra RDR của Driver và điện trở

kích mình cần tính Rg. RG = RDR + Rg

CISS là tụ điện ngõ vào, được tính:

CISS = CGS + CGD Do đó, để kích đóng và kích ngắt được ổn định, ta cần có: TH G R R

Tuy nhiên, thực tế điện cảm đường dây LS

thường nhỏ, dẫn đến RTH cũng nhỏ

(khoảng vài Ohm), nên khi chọn điện trở kích RG còn phải quan tâm đến dòng điện

cho phép của mạch Driver. Phần sau sẽ giới thiệu cách tính điện trở kích có xét đến khả năng chịu dòng của IC Driver.

(11)

2. Điện trở kích đóng

Như đã thấy ở phần trên, dòng điện qua cực G và điện áp VGS không có phương

trình nên không thể tính điện trở kích một cách chính xác. Thực tế có nhiều cách tính theo nhiều hướng. Ở đây xin trình bày một phương pháp đơn giản nhưng hiệu quả được hãng IR Rectifier giới thiệu như sau: Gọi IAV là dòng kích trung bình, tsw là thời

gian chuyển mạch từ lúc bắt đầu đưa áp kích đến khi MOSFET đã đóng, tức từ thời điểm t=0 đến t=t3 trong phần phân tích dạng áp kích (Hình 5) đã nói ở trên. Ta có:

Qg = IAV*tsw

Ta dùng Qg chứ không phải (Qgs+Qgd) như trên hình 4 và hình 5 vì thực tế các linh kiện cùng tên thường chênh lệch nhau chút ít. Và năng lượng cần nạp để đảm bảo đầy đủ cho việc kích được khuyến cáo là Qg. Với: G P CC AV R V V I  

VP là điện áp ngưỡng do hiệu ứng Miller,

bằng giá trị trung bình của vgs trong khoảng (t=t2÷t3). Đó là một thông số quan trọng của MOSFET và được cung cấp trong datasheet dưới dạng đồ thị như sau:

Hình 11: VGS theo năng lượng nạp.

Lưu ý là tsw lớn hay nhỏ phụ thuộc vào

dòng kích, tsw càng nhỏ thì thời gian

chuyển mạch càng nhanh và tổn hao trên linh kiện càng giảm. bởi vậy tsw thường

được chọn theo tiêu chí thiết kế và phù hợp tần số sóng mang.

Một giá trị tsw được đánh giá là rất tốt khi

sử dụng IC driver để kích khóa: tsw = (3÷4) (td(on) + tr)

Với td(on) và tr là những thông số của

MOSFET được cho trong datasheet. Từ các biểu thức trên, ta có: sw G P CC g t R V V Q    Suy ra: g sw P CC G Q t V V R  (  ) Nhắc lại: RG = Rg + RDR DR OUT CC DR I V R , 

IOUT,DR là dòng điện tối đa mà IC Driver

có thể kích được, được cho trong datasheet của IC Driver.

Vậy, giá trị điện trở kích được xác định:

(12)

3. Điện trở kích ngắt.

Thông thường IC Driver được cung cấp chân kích đóng và kích ngắt riêng biệt. Khi đó điện trở kích đóng vẫn được tính như trên, còn điện trở kích ngắt nên được chọn với giá trị nhỏ hơn bởi 2 nguyên nhân:

Thứ nhất: Để việc kích ngắt xảy ra nhanh

hơn, giúp giảm DeadTime. Để đơn giản, ta có thể sử dụng giá trị điện trở kích ngắt bằng với giá trị điện trở tới hạn.

Thứ hai: khi khóa dưới ngắt, khóa trên

đóng, thì điện áp ngõ ra (tại điểm gắn với tải) sẽ chuyển từ mức thấp lên mức cao của nguồn công suất trong thời gian ngắn. Tức là dV/dt có giá trị lớn.

Hình 12. Dòng điện khi khóa dưới ngắt và khóa trên đóng.

Khi đó sẽ có dòng điện chảy qua CRESoff,

Rgoff và RDR. Do: dt dV C iRESoff

Nếu dòng điện này đủ lớn và sụt áp trên cực G cao hơn điện áp ngưỡng đóng (VT)

của khóa, thì khóa có thể tự đóng mặc dù đã được điều khiển kích ngắt. Trường hợp này nguy hiểm cho linh kiện và cho nguồn công suất vì nó giống như hiện tượng đồng dẫn.

Như vậy: Việc giảm điện trở kích đóng sẽ giải làm giảm sụt áp trên cực G của khóa dưới. Ta có: dt dV C R R Vge ( goffDR) RESoff

Ta cần tính sao cho Vge < VT của khóa.

Vậy: DR RESoff T goff R dt dV C V R   .

Nói chung, thực hiện một mạch kích thì việc chọn giá trị điện trở kích phù hợp là rất quan trọng, nó ảnh hưởng đến hiệu suất của mạch và tránh được nhiều hư hỏng khác.

(13)

V. THIẾT KẾ MẠCH KÍCH IGBT SỬ DỤNG IC DRIVER IR2114

IR2114 là một trong những dòng Driver cho MOSFET và IGBT, được sản xuất bởi International Rectifier. Là một trong những Driver dùng cho tầm công suất trung bình với nhiều chức năng như:

Hoạt động với điện áp công suất 600V.

Khả năng chuyển mạch (kích ngắt) mềm khi có sự cố quá dòng. Đồng bộ tín hiệu với các chopper khác.

Tích hợp DeadTime. Chống quá áp và thấp áp.

1. Sơ đồ khối:

Hình 13: sơ đồ khối IR2114 Sơ đồ có 4 phần chính

1. Phần giao tiếp với vi xử lý. 2. Phần bootstrap.

3. Phần kích IGBT tầng dưới và tầng trên.

4. Phần hồi tiếp điện áp VC của IGBT để bảo vệ quá dòng.

Áp dụng lý thuyết đã phân tích ở phần trước để tính giá trị tụ bootstrap, điện trở kích đóng và điện trở kích ngắt. Ta có sơ đồ nguyên lý và giá trị linh kiện như sau:

(14)

2. Sơ đồ nguyên lý.

Hình 14: sơ đồ nguyên lý mạch kích có cách ly.

Chi tiết linh kiện

STT Ký hiệu Tên Linh Kiện ghi chú STT Ký hiệu Tên Linh Kiện ghi chú

1 C1 22uF tantalum tụ bootstrap 15 R1 33Ω Ron

2 C2 121p 16 R2 3.3Ω Roff

3 C3 121p 17 R3 220Ω Rshutdown

4 C4 102p tụ restar/reset 18 R4 33Ω Ron

5 C5 104p ceramic tụ bootstrap 19 R5 3.3Ω Roff

6 C6 104p 20 R6 220Ω Rshutdown

7 C7 104p 21 R7 1K

8 C8 104p 22 R8 1K

9 D1 UF4007 fast recovery 23 R9 10K

10 D2 UF4007 fast recovery 24 R10 10K

11 D3 UF4007 fast recovery 25 R11 1K

12 IGBT1 12N60A 26 U1 IR2114

13 IGBT2 12N60A 27 U2 TLP2200 opto

(15)

3. Mạch in.

Thiết kế mạch in dùng chương trình Proteus.

Hình 15: layout IR2114

Sau khi gắn linh kiện đầy đủ:

(16)

Sau khi gắn board vào hộp máy:

Hình 17. Gắn board vào thiết bị.

Sản phẩm hoàn chỉnh:

(17)

4. Kết quả thử nghiệm.

a. thời gian lan truyền tín hiệu:

+ thời gian lan truyền qua Opto TLP2200:

Thời gian từ lúc xung dương ở ngõ vào đến lúc xuất hiện xung dương ở ngõ ra của opto đo được là 120ns. Đây chính là thời gian trễ khi qua opto. Giá trị này khá nhỏ chứng tỏ opto có thời gian đáp ứng nhanh và tốt. (240ns)

Hình 19: Thời gian lan truyền qua Opto TLP2200 + Thời gian lan truyền qua IC Driver:

Là thời gian tính từ lúc có xung dương ở ngõ vào đến khi có xung dương ở ngõ ra của IR2114. Thí nghiệm đo được là 290 ns. (380ns)

Nhận xét: thời gian lan truyền qua IC nhanh, với tốc độ này có thể đảm bảo mạch kích với tần số lên đến hàng trăm KHz

(18)

b. Thời gian chuyển mạch của IGBT + Thời gian kích đóng IGBT:

Là thời gian tính từ khi có xung kích đóng (xung dương) đến khi dòng điện qua IGBT đạt giá trị max (xác định theo tải). Kết quả thí nghiệm: 2.6 micro giây (10.6us)

Nhận xét: thời gian chuyển mạch rất nhanh, chỉ chưa đầy 3 micro giây, đây là thời khoảng thời gian cực tốt. Nó giúp tổn hay công suất trên linh kiện giảm và có thể đẩy nhanh tần số sóng mang lên cao

Hình 21: thời gian ON của IGBT.

+ Thời gian kích ngắt IGBT:

Là thời gian tính từ khi có xung kích ngắt (xung âm) đến khi dòng điện qua IGBT đat giá trị min (Imin = 0). Kết quả thí nhiệm là 2,9 micro giây.

Nhận xét: Thời gian kích đóng lâu hơn thời gian kích ngắt một ít. Điều này hoàn toàn phù hợp với thông số đưa ra của nhà sản xuất. Nhìn chung, với thời gian kích ngắt cũng chưa đến 3 micro giây là kết quả hết sức khả quan.

(19)

c. Kết luận về ảnh hưởng của thời gian lan truyền và thời gian chuyển mạch.

Kết quả thí nghiệm cho thấy: hệ số lan truyền của mạch nhỏ, thời gian kích đóng và kích ngắt của IGBT cũng nhỏ. Đó là những mong muốn cho một sản phẩm tốt.

d. Một số kết quả khác:

+ dạng điện áp kích IGBT tầng dưới: thời gian kích là 510ns, một kết quả cũng rất tốt.

+ dạng điện áp kích IGBT tầng cao: thời gian kích là 650ns. Lâu hơn một ít so với tầng dưới vì điện áp kích thấp hơn (do sụt áp trên diode bootstrap). Nhưng 650ns là một kết quả tốt. (370ns)

(20)

+ dạng sóng điện áp trên tụ Bootstrap:

Nhận xét: áp trên tụ Bootstrap là một đường thẳng nằm ngang, điều này chứng tỏ phương pháp cấp nguồn bằng kỹ thuật bootstrap hiệu quả.

Nhìn chung mạch kích IGBT làm việc với những kết quả đo được ở trên là cực kỳ ấn tượng. Tuy nhiên, do thí nghiệm ở điện áp nguồn DC thấp nên kết quả trên chưa chính xác. Theo lý thuyết đã phân tích ở phần trước thì khi dùng điện áp cao hơn, thời gian kích IGBT sẽ nhanh hơn, nhưng không nhiều lắm.

Tài liệu tham khảo

1. DT 98-2a. Bootstrap Component Selection For Control IC’s. By Jonathan Adams 2. DT 04-4. Using monolithic high voltage gate drivers. By A.Merello

3. APT0201. IGBT Tutorial. By Jonathan Dodge .P.E and Jone Hess

4. APT0103. Making Use of Gate Information in MOSFET and IGBT Data Sheets. By Ralph McArthur

5. Slup 169. Design And Applycation Guide For High Speed MOSFET Gate Drive Ciruits. By Laszlo Balogh

Figure

Updating...

References

Related subjects :