CheTaoNguonXungLuongCuc

§¹i häc quèc gia hµ néi Tr−êng ®¹i häc c«ng nghÖ

Giang Cao S¬n

ChÕ t¹o nguån xung l−ìng cùc cho thÝ

nghiÖm c«ng nghÖ m¹ míi

Kho¸ luËn tèt nghiÖp ®¹i häc hÖ chÝnh quy

Ngµnh: §iÖn tö-ViÔn th«ng

C¸n bé h−íng dÉn: TS. NguyÔn ViÖt Dòng

TÓM TẮT NỘI DUNG KHOÁ LUẬN

Nghiên cứu giải pháp kỹ thuật và lựa chọn phương án thiết kế

để chế tạo thiết bị: “ Nguồn xung lưỡng cực cho thí nghiệm công nghệ mạ mới”

Các công việc chính được thực hiện là:

1. Thiết kế bộ phát xung vuông có tần số và độ rộng thay đổi được - Khảo sát một số nguyên lý tạo xung

- Tìm hiểu IC LM3524 và thiết kế máy phát xung dùng IC này

2. Thiết kế tầng đệm công suất và tầng công suất nhằm tạo xung công xuất lưỡng cực lối ra

- Khảo sát các linh kiện đóng mở cho nguồn một chiều: Như Tranzito, Tranzito MOSFET, GTO, IGBT.

- Lựa chọn phương án dùng MOSFET làm công suất.

3. Thiết kế nguồn ổn áp một chiều điện áp ra biến đổi được từ 0V đến U± ra max

- Khảo sát nguyên tắc ổn áp cổ điển và ổn áp xung.

- Tìm hiểu IC ổn áp LM317 và thiết kế nguồn ổn áp dựa trên nó.

4. Những việc bổ trợ cần thiết cho việc chế tạo hoàn chỉnh một thiết bị thí nghiệm - Các mạch đo, chỉ thị điện áp, dòng, tần số. Đặc biệt có tính đến phần cơ khí vỏ máy, lắp ráp và tiện lợi cho người sử dụng.

5. Kết quả

MỤC LỤC

Xuất xứ đề tài 1

Chương 1: Tìm hiểu nhiệm vụ và lựa chọn phương án thiết kế

1.1. Tìm hiểu nhiệm vụ 3

1.1.1. Sơ lược kỹ thuật mạ xung 3

1.1.2. Sơ đồ khối tổng quát 4

1.1.2.1. Phân tích sơ đồ khối 4

1.2. Khảo sát các linh kiện điện tử 5

1.2.1. TIRISTO khoá được bằng cực điều khiển, GTO (Gate Turn Off Tiristo) 5 1.2.1.1. Cấu trúc bán dẫn 6 1.2.1.2. Đặc tính đóng cắt 6 1.2.2. Tranzito lưỡng cực công suất 7 1.2.2.1. Cấu trúc bán dẫn 7 1.2.2.2. Đặc tính đóng cắt 8 1.2.3. Tranzito trường MOSFET 10

1.2.3.1. Cấu tạo và nguyên lý hoạt động 10

1.2.3.2. Đặc tính tĩnh 11

1.2.4. Tranzito có cực điều khiển cách ly, IGBT (Insulated Gate Bibolar Tranzito)

13

1.2.4.1. Cấu tạo và nguyên lý hoạt động 13

1.2.4.2. Đặc tính đóng cắt 14

1.2.4.3. Yêu cầu với tín hiệu điều khiển 15

1.2.5. So sánh tương đối các phần tử bán dẫn công suất 16

1.2.6. Vấn đề toả nhiệt cho linh kiện công suất 17

1.2.6.1. Mô hình truyền nhiệt 18

1.2.6.2. Tính toán toả nhiệt 20

1.2.7. Vấn đề chung về dao động và khảo sát IC LM3524 21

1.2.7.1. Các vấn đề chung về dao động 21

1.2.7.2. Một số mạch tạo xung vuông 22

1.2.7.3. Máy phát xung với tần số và độ rộng có thể thay đổi được, sử dụng IC LM3524

24

1.2.8. Khảo sát nguyên tắc ổn áp cổ điển và ổn áp xung 27

1.2.8.1. Ổn định điện áp 27

1.2.8.2. Ổn áp tham số dùng điôt Zener 28

1.2.8.3. Ổn áp kiểu bù dùng bộ khuyếch đại có điều khiển 29

1.2.9. Lựa chọn phương án thiết kế 32 Chương 2: Chế tạo nguồn xung lưỡng cực

2.1. Thiết kế và phân tích sơ đồ khối chi tiết 34

2.1.1. Sơ đồ khối chi tiết 34

2.1.2. Phân tích nguyên lý hoạt động sơ đồ khối chi tiết 34 2.2. Thiết kế và phân tích nguyên tắc hoạt động sơ đồ nguyên lý 36

2.2.1. Sơ đồ nguyên lý 36

2.2.2. Phân tích nguyên tắc hoạt động sơ đồ nguyên lý 36

2.2.2.1. Phân tích nguyên tắc hoạt động phần tạo xung điều khiển 36

2.2.2.2. Phân tích nguyên tắc hoạt động phần công suất 44

2.2.2.3. Phân tích nguyên lý hoạt động phần nguồn ổn áp công suất 48

2.2.2.4. Nguồn ổn áp nuôi cho mạch điều khiển 49

2.3. Tính toán toả nhiệt cho các linh kiện công suất 49

2.4. Kết cấu thiết bị 51

2.4.1. Lựa chọn các phụ kiện trên mặt máy 51

2.4.2. Thiết kế vỏ thiết bị và lắp ráp 51

Kết luận và đánh giá kết quả đạt được của khoá luận 52

XUẤT XỨ ĐỀ TÀI

Công nghệ mạ điện là công nghệ đã được sử dụng rộng rãi từ lâu trên thế giới và Việt Nam để phục vụ cho những mục đích khác nhau của công nghiệp và đời sống. Trong hai thập kỷ gần đây, ở các nước công nghiệp phát triển người ta đã tiến hành nghiên cứu và ứng dụng công nghệ mạ tiên tiến đó là công nghệ mạ xung vào thực tế sản xuất, trong đó công nghệ tạo màng và lớp phủ có cấu trúc nanô bằng kỹ thuật xung cũng không nằm ngoài trào lưu này nhờ vào tính ưu việt của kỹ thuật mạ xung.

1.Ý nghĩa của kỹ thuật mạ xung

*) Tạo ra các lớp phủ bảo vệ chống ăn mòn cao

Các lớp phủ kim loại chế tạo bằng kỹ thuật mạ xung có thể nhận được cấu trúc Submicro và nanô, lớp mạ mịn, độ rỗ nhỏ, độ đồng đều của lớp mạ hoàn hảo, độ cứng tăng, chiều dầy lớp phủ giảm và việc lựa chọn thành phần hợp kim dễ dàng nhờ vào sự thay đổi các thông số của kỹ thuật xung [5].

*) Sử dụng vào mục đích trang trí

Các lớp phủ vàng, bạc và hợp kim…. Có độ bóng cao mà không cần sử dụng các chất tạo bóng, đồng đều, mỏng, rất thích hợp cho mục đích trang trí [6].

*) Tạo các màng có cấu trúc nanô

Đây là một công nghệ rất mạnh để chế tạo những màng mỏng hợp kim có tính chất từ như NiFe, CoFeNi, NiFeB… sử dụng trong các nghành công nghiệp khác nhau và trong đời sống [4].

*) Sử dụng trong công nghiệp điện tử

Kỹ thuật mạ xung được sử dụng từ lâu trong nghành công nghiệp điện tử như mạ mạch in, tiếp điểm…chúng có thể mạ trên lỗ và các địa hình phức tạp một cách dễ dàng. Ngày nay với tính ưu việt của lớp mạ có cấu trúc nanô, kỹ thuật này đang được sử dụng rất mạnh trong nghành MEMS(Microelectro Mechanic System) cũng như chế tạo sensor [7].

Trong thời gian gần đây, Phòng ăn mòn và bảo vệ vật liệu – Viện khoa học vật liệu- đã nghiên cứu kỹ thuật mạ xung. Để tạo ra lớp mạ có cấu trúc Submicro và nanô là rất quan trọng và cần thiết trong khi ở Việt Nam hầu như chưa có cơ sở nào nghiên cứu và sử dụng công nghệ này. Vì vậy phải có nhu cầu tất yếu là chế tạo nguồn xung lưỡng cực phục vụ cho kỹ thuật mạ mới này. Việc chế tạo “Nguồn xung lưỡng cực” không nằm ngoài mục đích phục vụ cho đề tài nghiên cứu kỹ thuật mạ xung của Phòng thí nghiệm ăn mòn và bảo vệ vật liệu thuộc Viện khoa học vật liệu.

2.Nhiệm vụ chế tạo “ Nguồn xung lưỡng cực cho thí nghiệm công nghệ mạ mới”

Với lý do phục vụ cho mục đích thí nghiệm, cho nên cần chế tạo nguồn với xung lối ra có dải làm việc rộng, người sử dụng có nhiều sự lựa chọn các thông số khác nhau, phục vụ cho yêu cầu thí nghiệm.

- Tần số xung ra 1Hz 1500Hz ÷

- Xung lối ra là xung vuông lưỡng cực có thể điều chỉnh được độ rộng - Thời gian nghỉ sau một cặp xung lưỡng cực là 1÷ 512 lần của chu kỳ - Biên độ từ 0 15V ÷

- Dòng cực đại 15A

CHƯƠNG 1

TÌM HIỂU NHIỆM VỤ VÀ PHƯƠNG ÁN THIẾT KẾ

1.1.TÌM HIỂU NHIỆM VỤ

1.1.1. Sơ lược kỹ thuật mạ xung

Kỹ thuật mạ thông thường được dùng từ nhiều thập kỷ trước đây và cho đến ngày nay vẫn còn sử dụng đó là kỹ thuật mạ sử dụng dòng điện một chiều tức là dòng điện liên tục.

Kỹ thuật mạ xung là kỹ thuật chế tạo lớp phủ bằng cách dùng dòng điện không liên tục, nó cho phép sử dụng mật độ dòng mạ cao hơn rất nhiều do mạ xung có tốc độ tạo mầm cao và cho phép cải thiện các đặc tính của kim loại hay hợp kim so với lớp mạ truyền thống (dòng một chiều). Dạng dòng xung được sử dụng nhiều nhất là xung vuông. Chế độ mạ xung đơn giản nhất được biểu diễn trên hình 1.

Quá trình khuếch tán V 0 _t Nạp lớp kép Quá trình Faraday _P hó ng đ iệ n l ớp k ép

Chế độ này được xác định bởi các thông số điện: - T+ : thời gian xung.

- T nghỉ: thời gian nghỉ - T: chu kỳ

- Jc: mật độ dòng xung - Jm: mật độ dòng trung bình

Các thông số này ảnh hưởng rất lớn đến trạng thái tinh thể của lớp mạ. Trên hình 2 biểu diễn dạng lý thuyết của sự thay đổi thế theo thời gian tại điện cực làm việc. Đường cong này thể hiện những hiện tượng điện hoá diễn ra tại catot.

T J JC _T+ Tnghỉ JM 0 _t

Hình 2. Đường cong thế tại catot Hình 1. Chế độ xung đơn

- Tại thời điểm t=0, thế tăng theo chiều thẳng đứng, thể hiện điện trở omic do trở khánh dung dịch.

- Một phần dòng điện một chiều JDC dùng để nạp cho điện dung lớp kép và tiến tới hệ cân bằng.

- Một phần khác là dòng Faraday JF liên quan đến các phản ứng, đó là quá trình chuyển điện tích. Lúc đó JC = JDC+JF .

- Thời gian xung để có thể tạo lớp mạ phải lớn hơn thời gian nạp lớn kép. Vùng dòng Faraday là vùng lý tưởng để mạ.

Ở vùng cuối của xung xuất hiện sụt thế omic và tiếp theo là phóng điện của lớp kép.

1.1.2. Sơ đồ khối tổng quát

Trên cơ sở nhiệm vụ của đề tài ta thiết kế sơ đồ khối tổng quát như sau:

(4) Công suất Đk điện áp V -Đk điện áp V+ V+ _V -Đk tần số (1) Máy phát xung vuông (2) Tạo thời gian

nghỉ

(3) Đệm công

suất

Đk độ rộng Điều khiển thời gian nghỉ

Tải (Bể mạ) (5) Nguồn ổn áp Hình 3. Sơ đồ khối tổng quát 1.1.2.1. Phân tích sơ đồ khối (hình 3)

- Khối 1: Là máy phát xung vuông với 2 đường vào để điều khiển tần số và độ rộng xung nhằm tạo ra lối ra xung vuông có tần số và độ rộng điều khiển được.

- Khối 2: Là mạch tạo thời gian nghỉ nhằm tạo ra được thời gian nghỉ theo yêu cầu của “nguồn xung”. Thời gian nghỉ có thể được lựa chọn T*1,T*2,T*4,T*8…T*512 ( T là chu kỳ của xung lối ra máy phát xung) bằng chuyển mạch điều khiển hệ số chia tần.

- Khối 3: Là tầng đệm công suất lối ra với mục đích đệm công suất lối ra cho máy phát xung vuông và nhận tín hiệu điều khiển khoảng thời gian nghỉ từ tầng tạo thời gian nghỉ đưa lên.

- Khối 4: Là tầng công suất lối ra để đạt công suất xung theo yêu cầu của nhiệm vụ chế tạo

- Khối 5: Là nguồn ổn áp tạo ra 2 điện áp V+ và V- có thể điều chỉnh được biên độ, để cung cấp nguồn lực cho khối công suất. Lối ra của tầng công suất chính là lối ra của “Nguồn xung lưỡng cực”, có thể là tải hay cụ thể hơn đó là điện cực anot và catot của bể mạ.

1.2. KHẢO SÁT CÁC LINH KIỆN ĐIỆN TỬ

Do yêu cầu và nhiệm vụ của đề tài và theo sơ đồ khối tổng quát mà ta đã trình bày ở các phần trước. Nên mục này ta tìm hiểu các linh kiện điện tử, đặc biệt là các linh kiện công suất có thể đóng mở được dòng điện một chiều.

1.2.1. TIRISTO khoá được bằng cực điều khiển, GTO (Gate Turn Of TIRISTO)

TIRISTO là linh kiện chỉnh lưu có điều khiển, được sử dụng rộng rãi trong các sơ đồ chỉnh lưu hoặc dùng cắt pha dòng điện xoay chiều từ công xuất nhỏ vài W đến công suất lớn vài trăm MW. Tuy nhiên với các ứng dụng trong các bộ biến đổi xung áp một chiều hoặc các bộ nghịch lưu mà các phần tử đóng,mở bán dẫn luôn đặt dưới điện áp một chiều thì TIRISTO không được sử dụng rộng rãi vì nó không thể khoá lại được sau khi đã có xung kích mở. Để khoá được TIRISTO thì thường dùng đến các mạch chuyển mạch cưỡng bức phức tạp, gây tổn hao về công suất, tốn kém và giảm hiệu suất.

Vào đầu những năm 80 thì GTO ra đời. Như tên gọi của nó, nghĩa là khoá lại được bằng cực điều khiển. GTO có khả năng đóng cắt dòng điện rất lớn, chịu được điện áp cao, là van điều khiển hoàn toàn. GTO đã phát huy ưu điểm cơ bản của phần tử bán dẫn đó là khả năng đóng cắt dòng điện lớn nhưng lại được điều khiển bởi tín hiệu công suất nhỏ.

1.2.1.1. Cấu trúc bán dẫn

GTO có cấu trúc bán dẫn và ký hiệu như hình 4a,b. a) cấu trúc bán dẫn K A G b) ký hiệu Hình 4

Trong cấu trúc bán dẫn của GTO lớp p, anot được bổ xung các lớp n+ . Dấu cộng chỉ ra mật độ các điện tích tương ứng, các lỗ hoặc điện tử, được làm giầu thêm với mục đích làm giảm điện trở khi dẫn của các vùng này. Cực điều khiển nối vào lớp p thứ 3 được chia nhỏ ra và phân bố đều so với lớp n+ của catot.

1.2.1.2. Đặc tính đóng cắt

Khi chưa có dòng điều khiển, nếu anot có điện áp dương so với catot thì toàn bộ điện áp rơi trên tiếp giáp J2 ở giữa. Tuy nhiên nếu catot có điện áp dương hơn so với anot thì tiếp giáp p+- n ở sát anot sẽ bị đánh thủng ngay ở điện áp rất thấp, nghĩa là GTO không chịu được điện áp ngược.

Mô hình điều khiển đóng, mở được biểu diễn trên hình 5b.

GTO được điều khiển mở bằng cách cấp dòng vào cực điều khiển, dòng điều khiển mở có dạng như hình vẽ 5a. Dòng điều khiển phải duy trì trong thời gian đủ lớn để dòng qua GTO kịp vượt xa giá trị dòng duy trì.

Để khoá GTO, một xung dòng phải được lấy ra từ cực điều khiển. Xung dòng khoá phải có biên độ rất lớn khoảng 20-25% biên độ dòng anot-catot. Một yêu cầu quan trọng nữa là xung dòng điều khiển phải có độ dốc sườn xung cao không lớn hơn 1 µ s

.

Hình 5. Dạng Xung dòng và nguyên lý điều khiển

1.2.2. Tranzito lưỡng cực công suất

1.2.2.1. Cấu trúc bán dẫn

Tranzito là phần tử bán dẫn có cấu trúc gồm 3 lớp bán dẫn p- n-p hoặc n- p-n, tạo nên hai lớp tiếp giáp p-n. Cấu trúc này thường được gọi là Bipolar Junction Tranzito (BJT) vì dòng điện chạy trong chúng bao gồm cả hai loại điện tích âm (điện tử), dương (lỗ trống). Cấu trúc tiêu biểu của một Tranzito công suất được biểu diễn như hình vẽ 6. Trong đó lớp bán dẫn p-n xác định điện áp đánh thủng của tiếp giáp B-C và do đó của B-C-E.

Hình 6. Cấu trúc bán dẫn

Trong chế độ tuyến tính, hay còn gọi là phần tử khuyếch đại dòng điện với dòng colector IC bằng β lần dòng bazơ, trong đó β là hệ số khuyếch đại dòng điện Ic= β IB

Tuy nhiên trong điện tử công suất thì β thường là nhỏ (khoảng hàng chục lần). Khi mở dòng điều khiển phải thoả mãn điều kiện:

IB>I_βC hay IB=Kbh.I_βC

Trong đó Kbh bằng 1,2-1,5 gọi là hệ số bão hoà. Khi đó Tranzito sẽ ở trong chế độ bão hoà với điện áp giữa colector và emitor rất nhỏ cỡ 1÷1.5V, gọi là dòng bão hoà (UCE.bh). Khi khoá dòng điều khiển IB=0, lúc đó dòng colector gần bằng 0.

Tổn hao công suất trên Tranzito bằng tích của dòng điện colector với điện áp rơi trên colector-emitor, sẽ có giá trị rất nhỏ trong chế độ khoá.

Trong cấu trúc bán dẫn của Tranzito, ở chế độ khoá nếu cả hai tiếp giáp B-E và B-C đều được phân cực ngược. BJT ở trong chế độ tuyến tính, nếu tiếp giáp B-E phân cực thuận và B-C phân cực ngược. Trong chế độ bão hoà cả hai tiếp giáp B-E và B-C phân cực thuận.

Cơ chế tạo ra dòng điện qua Tranzito là sự thâm nhập của các điện tích khác dấu vào vùng bazơ p, các điện tử, vì vậy BJT còn được gọi là cấu trúc với các hạt mang điện phi cơ bản.

1.2.2.2. Đặc tính đóng cắt của Tranzito

Chế độ đóng cắt của Tranzito phụ thuộc chủ yếu vào các tụ ký sinh giữa tiếp giáp B-E và B-C, CBE và CBC. Quá trình đóng ngắt của một Tranzito qua sơ đồ khoá trên hình 7a. Trong đó Tranzito đóng ngắt một tải thuần trở Rt dưới dạng điện áp + Un điều khiển bởi tín hiệu điện áp từ –UB2 đến +UB1 và ngược lại. Dạng sóng, dòng điện và điện áp cho trên hình 7b.

*) Quá trình mở

Theo đồ thị ở hình 7b, trong khoảng thời gian (1) BJT ở trong chế độ khoá. Trong khoảng thời gian (2), tụ đầu vào có giá trị tương đương Cin =CBE + CBC được nạp từ điện áp –UB2 đến +UB1 . Tụ Cin chỉ nạp đến giá trị ngưỡng U* của tiếp giáp UBE cỡ 0,6-0,7V. Dòng điện và điện áp trên BJT chỉ bắt đầu thay đổi khi UBE vượt quá giá trị 0 ở đầu giai đoạn 3. Khoảng thời gian 2 là trễ khi mở, td(on) của BJT.

Trong khoảng (4) điện áp UCE tiếp tục giảm đến giá trị điện áp bão hoà cuối cùng. Trong giai đoạn (5), BJT hoàn toàn làm việc trong chế độ bão hoà.

*) Quá trình khoá BJT

Khi điện áp điều khiển thay đổi từ UB1 đến -UB2 ở đầu giai đoạn (6) điện tích tích luỹ trong các lớp bán dẫn không thể thay đổi ngay lập tức được. Dòng IB tức thời sẽ có giá trị:

IB2 = B B R U U * 2 −

Khoảng (6) gọi là khoảng trễ khi khoá, td(off).

Trong khoảng (7) dòng colector IC bắt đầu giảm về bằng 0, điện áp UCE sẽ tăng tới giá trị +Un. Trong khoảng thời gian này BJT làm việc trong chế độ tuyến tính, dòng IC tỷ lệ với dòng bazơ. Tụ CBC bắt đầu nạp tới giá trị điện áp ngượi, bằng Un. Đến cuối khoảng (7) thì Tranzito mới khoá hoàn toàn. Trong khoảng (8) tụ CBE tiếp tục nạp tới điện áp ngược, -UB2. Tranzito ở chế độ khoá hoàn toàn trong khoảng (9).

Hình 7

b) dạng sóng dòng điện, điện áp a) Sơ đồ

*) Dạng tối ưu của dòng điều khiển khoá BJT

Tranzitor có thể khóa lại bằng cách cho điện áp giữa B-E bằng 0. Tuy nhiên có thể thấy rằng khi đó thời gian khoá sẽ bị kéo dài đáng kể. Khi dòng IB2 =0, toàn bộ điện tích tích luỹ trong cấu trúc bán dẫn của Tranzito sẽ chỉ bị suy giảm nhờ qua trình tự trung hoà sau một thời gian nhất định. Có thể rút ngắn thời gian mở, khoá bằng cách cưỡng bức quá trình di chuyển điện tích nhờ dạng dòng điều khiển như hình 8.

-IB2 IB2

Kbh.IC iB(t)

t

Hình 8. Dạng xung dòng điều khiển

Ở thời điểm mở, dòng IB1 có giá trị lớn hơn nhiều mức cần thiết để bão hoà BJT trong chế độ dẫn, IB(0n)= KBH.Ic. Như vậy thời gian trễ khi mở td(on) va thời gian mở tr(on) (khoảng 3 trên đồ thị hinh 7b) được rút ngắn.

Dòng khoá IB2 cũng cần có biên độ lớn để rút ngắn thời gian trễ khi khoá td(off) và thời gian khoá td(off) (khoảng 7 trên đồ thị hình 7b). Tuy nhiên dòng IB cũng làm nóng tiếp giáp trong BJT, cho nên giá trị biên độ cũng phải được hạn chế phù hợp theo các giá trị giới hạn cho trong các đặc tính kỹ thuận của nhà sản xuất.

1.2.3. Tranzito MOSFET

1.2.3.1. Cấu tạo và nguyên lý hoạt động

Khác với cấu trúc của Tranzito BJT, MOSFET có cấu trúc cho phép điều khiển bằng điện áp với dòng điều khiển cực nhỏ

Hình 9 thể hiện cấu trúc bán dẫn và ký hiệu của MOSFET kênh dẫn kiểu n.

Hình 9. Cấu trúc bán dẫn và ký hiệu

Trong đó G là cực điều khiển được cách ly hoàn toàn với cấu trúc bán dẫn còn lại bởi lớp điện môi rất mỏng nhưng có độ cách điện rất lớn đioxit – silic (SiO2). Hai cực còn lại là cực gốc S và cực máng D. Nếu kênh dẫn là n thì các hạt mang điện là điện tử, do đó cực tính điện áp cực máng D sẽ là dương so với cực gốc S. Cấu trúc của MOSFET kênh dẫn kiểu p cũng tương tự nhưng các lớp bán dẫn sẽ có kiểu dẫn điện ngược lại. Tuy nhiên đa số các MOSFET công suất là loại có kênh dẫn kiểu n.

Hình 10 mô tả sự tạo thành kênh dẫn trong cấu trúc bán dẫn của MOSFET. Kênh dẫn sẽ được hình thành khi điện áp cực điều khiển là dương UGS>0, và đủ lớn, bề mặt tiếp giáp cực điều khiển sẽ tích tụ các điện tử và một kênh dẫn thực sự đã hình thành (hình 10b), dòng điện bây giờ sẽ phụ thuộc vào điện áp UDS.

1.2.3.2. Đặc tính tĩnh của một khoá MOSFET

Đặc tính tĩnh được thể hiện trên hình vẽ 11. Khi điện áp điều khiển UGS nhỏ hơn một ngưỡng nào đó khoảng cỡ 3V MOSFET ở trạng thái khoá. Khi UGS cỡ 5÷7V MOSFET sẽ ở chế độ dẫn. Thông thường người ta điều khiển MOSFET bằng điện áp điều khiển khoảng 15V để làm giảm điện áp rơi trên D và S. Khi đó UDS sẽ gần như tỷ lệ với dòng Id.

Đặc tính tĩnh của MOSFET có thể được tuyến tính hoá chỉ bao gồm 2 đoạn thể hiện hai chế độ khoá và dẫn dòng. Theo đặc tính này dòng qua MOSFET chỉ xuất hiện khi điện áp điều khiển vượt qua một giá trị ngưỡng UGS(th). Khi đó độ nghiêng của đường đặc tính tĩnh khi dẫn dòng đặc trưng bởi độ dẫn: Gm = GS D U I ∆ ∆

UGS(th), Gm là những thông số của MOSFET. Người ta có thể dùng giá trị nghịch đảo của Gm là điện trở thuận RDS(on) để đặc trưng cho quá trình dẫn của MOSFET.

b) Mạch điện tương đương a) Các thành phần tụ ký sinh giữa các lớp

Hình 12 1.2.3.3. Đặc tính đóng cắt của MOSFET

MOSFET có thể đóng cắt với tần số rất cao. Để có thể đạt được thời gian đóng cắt nhanh thì vấn đề điều khiển là rất quan trọng. Thành phần ảnh hưởng đến thời gian đóng cắt của MOSFET là tụ điện ký sinh giữa các cực.

Hình 12a thể hiện các thành phần tụ điện ký sinh tạo ra giữa các lớp tiếp giáp trong cấu trúc bán dẫn của MOSFET. Tụ điện giữa cực điều khiển và cực gốc CGS phải được nạp đến điện áp UGS(th) trước khi dòng cực máng có thể xuất hiện. Tụ giữa cực điều khiển và cực máng CGD có ảnh hưởng lớn đến giới hạn tốc độ đóng cắt của MOSFET.

Hình 12b là sơ đồ tương đương của một MOSFET và các tụ ký sinh tương ứng. Các tụ này thực ra có giá trị thay đổi tuỳ theo mức điện áp, ví dụ CGD thay đổi theo điện áp UDS giữa giá trị thấp CGD,Lvà giá trị cao CGD,H như được biểu diễn trên hình 13

*) Các thông số thể hiện khả năng đóng cắt của MOSFET

Thời gian trễ khi mở, khoá phụ thuộc giá trị các tụ ký sinh CGS, CGD, CDS tuy nhiên các thông số kỹ thuật của MOSFET thường được cho dưới dạng các trị số tụ CISS, CRSS,COSS dưới những điều kiện nhất định như điện áp UDS, UGS.

Có thể tính ra các tụ ký sinh như sau:

CGD =CRSS CGS=CISS-CRSS CDS=COSS-CRSS

Việc tính các giá trị trung bình cho các tụ CGD và CDS với điện áp làm việc tương ứng theo công thức gần đúng như sau:

CGD =2(CRSS.làm việc).(UUS.làm việc/UDS.off)1/2 COSS =2(COSS.làm việc).(UDS.làm việc/UDS.off)1/2 *) Xác định công suất cho mạch điều khiển MOSFET

Các tài liệu kỹ thuật thường cho thông số điện tích nạp cho cực điều khiển QG(c) dưới điện áp khi khoá giữa cực máng và cực gốc, UDS(off) cụ thể. Khi đó công suất mạch điều khiển tính bằng:

Pđiều khiển = Ucc.Qg.fsw

( fsw là tần số đóng cắt của MOSFET)

Tổn hao công suất do quá trình đóng cắt trên MOSFET được tính bằng: PSW = 2 1 UDS.ID.fsw.(ton+toff) Trong đó: ID : dòng cực máng UDS : điện áp giữa cực máng và cực gốc Ton: thời gian mở của MOSFET

Toff: thời gián khoá của MOSFET

1.2.4. Tranzito có cực điều khiển cách ly, IGBT( Insulated Gate Bipolar Tranzito)

c) Sơ đồ tương đương b) cấu trúc bán dẫn b) ký hiệu

Hình 14

IGBT có cấu trúc bán dẫn và ký hiệu như hinh 14a,b. IGBT là phần tử kết hợp khả năng đóng cắt nhanh của MOSFET và khả năng chịu tải lớn của Tranzito thường.

Về mặt điều khiển IGBT gần như giống hoàn toàn MOSFET, nghĩa là được điều khiển bằng điện áp, do đó công suất điều khiển rất nhỏ.

Về mặt cấu trúc bán dẫn: IGBT rất giống với MOSFET, điểm khác nhau là có thêm lớp p nối với colector tạo nên cấu trúc p-n-p giữa emitor (cực gốc) và colector (cực máng), không phải là n-n như MOSFET. Có thể coi IGBT tương ứng với một Tranzito p-n-p vơi dòng bazơ đuợc điều khiển bởi một MOSFET.

Dưới tác dụng của điện áp điều khiển UGE>0, kênh dẫn với các hạt mang điện là các điện tử được hình thành, các điện tử di chuyển về phía colector vượt qua tiếp giáp n-p tạo nên dòng colector.

1.2.4.2. Đặc tính đóng cắt của IGBT

Do cấu trúc p-n--p mà điện áp thuận giữa C và E trong chế độ dẫn dòng ở IGBT thấp hơn so với ở MOSFET. Tuy nhiên cũng do cấu trúc này mà thời gian đóng cắt của IGBT chậm hơn so với MOSFET, đặc biệt khi khoá lại.

Trên hình 14c thể hiện cấu trúc tương đương của IGBT so với MOSFET và một Tranzito p-n-p. Ký hiệu dòng qua IGBT gồm 2 thành phần: i1 là dòng qua MOSFET, i2 là dòng qua Tranzito. Phần MOSFET trong IGBT có thể khoá lại nhanh chóng nếu xả hết được điện tích giữa G và E, do đó dòng i1 sẽ bằng 0. Tuy nhiên dòng i2 sẽ không thể suy giảm nhanh được do lượng điện tích tích luỹ trong lớp n- (tương đương với bazơ của cấu trúc p-n-p) chỉ có thể mất đi do quá trình tự trung hoà điện tích. Điều này dẫn đến xuất hiện vùng dòng điện kéo dài khi khoá một IGBT.

a) Ảnh hưởng của điện áp âm khi khoá b) Ảnh hưởng của điện trở đầu vào RG Hình 16

Hình 15. Yêu cầu đối với mạch điều khiển G E C Rg IGBT +Uge -Uge

1.2.4.3. Yêu cầu với tín hiệu điều khiển IGBT

IGBT là phần tử điều khiển bằng điện áp, điện áp giữa cực điều khiển và emitor sẽ xác định chế độ khoá hay mở của IGBT.

Mạch điều khiển IGBT có yêu cầu tối thiểu như biểu diễn ở hình 15.

Tín hiệu mở có biên độ UGE, tín hiệu khoá có biên độ -UGE cung cấp cho mạch G-E qua điện trở Rg. Mạch G-E được bảo vệ bởi điôt ổn áp ở mức . Do có tụ ký sinh lớn giữa G và E nên kỹ thuật điều khiển như MOSFET có thể áp dụng. Tuy nhiên điện khoá phải lớn hơn. Nói chung tín hiệu điều khiển thường được chọn là

V 18 ± V 15 ± là phù hợp. Mức điện áp âm khi khoá góp phần làm tổn thất công suất trên mạch điều khiển. Trên hình 16a ta thấy rõ điện trở RG nhỏ, giảm thời gian xác lập tín hiệu điều khiển, giảm ảnh hưởng

dt dU_CE

, giảm tổn thất năng lượng trong quá trình điều khiển, nhưng làm mạch điều khiển nhạy cảm hơn với điện cảm ký sinh trong mạch điều khiển (hình 16b)

Dòng điều khiển đầu vào phải cung cấp được dòng điện có biên độ IGmax= g CE R U ∆

trong đó ∆UGE =UGE(on)+| UGE(off) |

Tổn hao công suất trung bình có thể tính bằng: P=UGE.QG.fsw Trong đó:

QG nạp cho tụ đầu vào, giá trị thường được cho trong tài liệu kỹ thuật của nhà sản xuất

fsw là tần số đóng cắt của IGBT

1.2.5. So sánh tương đối các phần tử bán dẫn công suất

Hình 17. So sánh tương đối các phần tử bán dẫn công suất (số liệu ở đây được lấy từ năm 1995)

Hình 17 thể hiện một cách hình ảnh so sánh tương đối giữa các phần tử công suất bán dẫn theo khả năng đóng cắt(Trong pham vi của khoá luận ta chỉ so sánh 4 phần tử: GTO, BJT, MOSFET, IGBT). Từ đó ta thấy được phạm vi ứng dụng của từng phần tử theo các dải điện áp, dòng điện và các tần số khác nhau.

*) GTO (Gate Turn Off TIRISTO): Là phần tử làm việc ở dải tần số thấp nhất, dưới 4KHz. Nó được chế tạo cho khả năng đóng cắt về điện áp, dòng điện 1 chiều lớn nhất. GTO được ứng dụng trong các bộ biến tần với công suất hàng trăm KW đến

công suất cực lớn hàng MW. Tuy nhiên GTO có nhược điểm lớn đó là khả năng chịu điện áp ngược rất thấp, hầu như không chịu được điện áp ngược.

*) Tranzito MOSFET: Với tần số làm việc lớn nhất (hơn 100KHz). Tuy nhiên do điện trở thuận khi dẫn dòng điện lớn nên MOSFET chỉ phù hợp với dòng điện cỡ 200A trở xuống và điện áp dưới 1000V MOSFET có khả năng đóng cắt dòng điện một chiều lớn như vậy mà nó lại được điều khiển bằng điện áp với dòng cực nhỏ. Đây là ưu điểm rất lớn của MOSFET, nhờ vậy các mạch điều khiển đơn giản rất phù hợp với các mạch điều khiển cho công suất nhỏ (dưới 200A).

*) Tranzito lưỡng cực, BJT: BJT có ưu thế hơn MOSFET ở khả năng chịu dòng lớn hơn tới 750A và khả năng chịu dòng áp lớn hơn ( tới 1500V). Tuy nhiên để có thể điều khiển dòng lớn như vậy thì BJT cũng cần có dòng điều khiển khá lớn.

IB=Kbh βC

I _{với K}

bh = 1,2÷1,5V

Hệ số khuyếch đại β rất thấp khoảng hàng chục lần.Vì thế nhược điểm rõ nhất là khi dùng BJT cho đóng cắt công suất lớn thì mạch điều khiển lớn, phức tạp, tổn hao năng lượng.

*) IGBT( Insulated Gate Bipolar Tranzitor): Có khả năng đóng cắt dòng điện tới 2000A và điện áp dưới 2000V. IGBT có cực điều khiển bằng điện áp, tần số đóng cắt cao hơn nhiều so với GTO (100KHz) qua đó IGBT là phần tử có tính ưu việt, nó kết hợp được điểm mạnh của MOSFET đó là khả năng đóng cắt nhanh và được điều khiển dễ dàng, cộng với ưu điểm của BJT là khả năng đóng cắt dòng điện lớn. Nhờ thế IGBT ngày nay được sử dụng rộng rãi trong các bộ biến tần, tạo xung với công suất lớn. Tuy nhiên ở thị trường Việt Nam thì việc tìm IGBT không phải là đơn giản.

Đối với các linh kiện công suất thì việc toả nhiệt cho nó là một vấn đề phải được tính đến, do đó ta cần xem xét vấn đề này.

1.2.6. Vấn đề toả nhiệt cho linh kiện công suất

Tổn hao công suất được tính bằng tích của dòng điện chạy qua phần tử với điện áp rơi trên phần tử biểu hiện dưới dạng nhiệt. Nhiệt lượng toả ra tỷ lệ với giá trị trung bình của tổn hao công suất. Trong quá trình làm việc, nhiệt độ của bản thân cấu trúc bán dẫn phải luôn dưới ở một giá trị cho phép (khoảng 120-1500C theo đặc tính kỹ thuật của phần tử), vì vậy nhiệt lượng sinh ra cần phải tiêu tán để đảm bảo yêu cầu kỹ thuật về nhiệt độ và độ bền của linh kiện điện tử.

1.2.6.1. Mô hình truyền nhiệt

Nhiệt truyền từ nơi có nhiệt độ cao sang nơi có nhiệt độ thấp. Nhiệt lượng trao đổi PT tỷ lệ với chênh lệch nhiệt độ theo hệ số, gọi là trở kháng truyền nhiệt RT. Theo đó PT = T R T T ) ( ₁− ₂ Trong đó: PT[W]; T[0C]; RT[0C/W]

Sự cân bằng nhiệt sảy ra khi nhiệt lượng phát sinh bằng nhiệt lượng toả ra môi trường

PTdt=Adθ +B.θdt Trong đó:

PT: công suất phát nhiệt trên phần tử [w]

A: nhiệt lượng riêng, bằng nhiệt lượng làm cho nhiệt độ phần tử thay đổi 10C [J] B: công suất toả ra để nhiệt độ môi trường tăng thêm 10C [J]

θ: chênh lệch nhiệt độ giữa phần tử và môi trường [0C] Viết lại phương trình vi phân trên dưới dạng:

PT = A θ B.θ

dt

d + (*)

Giả sử ở thời điểm t=0 chênh lệch nhiệt độ là θ =0, nghiệm của phương trình (*) sẽ là: θ=θmax[1- T t eτ ] Trong đó: θmax = B P_T là chênh lệch nhiệt độ lớn nhất đạt được T τ = B A

Đường cong thay đổi nhiệt độ được thể hiện trên hình 18 ứng với 2 công suất phát nhiệt khác nhau PT1>PT2. Dạng đường cong nhiệt độ như trên hình 18 chỉ đúng cho môi trường đồng nhất, ví dụ một bản nhôm hay đồng. Tuy nhiên phần tử bán dẫn được gắn lên bộ phận toả nhiệt là một môi trường không đồng nhất vì thể tích nhỏ nên khả năng tích nhiệt kém sẽ tăng rất nhanh. Nhiệt lượng từ phần tử truyền ra cánh toả nhiệt, rồi từ đó truyền ra môi trường. Sẽ có sự chênh lệch nhiệt độ giữa phần tử, cánh toả nhiệt, môi trường. Tương ứng giữa các bộ phận giáp nhau sẽ có trở kháng truyền nhiệt khác nhau.

Mô hình hệ thống toả nhiệt được mô tả trên hình 19.

Hình 19. Mô hình truyền nhiệt

Hình 19 cũng thể hiện được nhiệt độ giảm từ phần tử Tj tới vở phần tử TV, tới cánh toả nhiệt Th và tới môi trường Tn.

Dòng nhiệt truyền từ cấu trúc bán dẫn ra đến vỏ phần tử, từ vỏ đến cánh toả nhiệt và từ cánh toả nhiệt ra ngoài môi trường. Giữa các môi trường tiếp giáp nhau thì có trở kháng toả nhiệt là: Rth=Rth(j-v) , Rth(v-h), Rth(h-a)

Do đó trở kháng toả nhiệt sẽ bằng tổng trở kháng toả nhiệt giữa các vùng tiếp giáp nhau Rth=Rth(j-v) + Rth(v-h) + Rth(h-a).

Như vậy, nhiệt độ giả tưởng của cấu trúc bán dẫn sẽ là Tj = Ta+PT.Rth

Biểu thức này thường được sử dụng để xác định Rth cần thiết khi biết nhiệt độ giới hạn Tj của phần tử, nhiệt độ làm việc của môi trường Ta và công suất phát nhiệt PT.

1.2.6.2. Tính toán toả nhiệt

0

Hinh 20. Đồ thị nhiệt độ và công suất toả nhiệt lớn nhất cho phép

Hình 20 mô tả đồ thị nhiệt độ và công suất toả nhiệt lớn nhất cho phép giữa công suất lớn có thể toả ra ngoài môi trường và nhiệt độ vỏ phần tử phụ thuộc nhau theo biểu thức: Pmax = const R T v j th V − ₌ − ) ( max , 25

( trong đó giả thiết nhiệt độ môi trường là 250C)

Mối quan hệ giữa nhiệt độ và công suất toả nhiệt lớn nhất cho phép được thể hiện ở hình 20. Theo đó khi nhiệt độ cấu trúc bán dẫn bằng nhiệt độ cực đại cho phép TJ,max thì công suất toả nhiệt sẽ bằng 0, đồng nghĩa với việc phần tử bán dẫn bị phá huỷ. Các số liệu này ( đồ thị hình 20) cho mỗi phần tử bán dẫn được cho trong đặc tính kỹ thuật của nhà sản xuất. Để đảm bảo cấu trúc bán dẫn ở một nhiệt độ thích hợp ta phải gắn phần tử bán dẫn lên một cánh toả nhiệt.

Khi đó: Pmax = const R T a j th V − ₌ − ) ( max , 25

Theo mô hình truyền nhiệt trên hình 19 ta có :

Tj : nhiệt độ của cấu trúc bán dẫn, cho bởi nhà sản xuất TV: nhiệt độ vỏ của phần tử

Th : nhiệt độ cánh tản nhiệt Ta : nhiệt độ môi trường

Pth: tổn hao phát nhiệt trong phần tử, được tính toán bởi người sử dụng Rth(j-v): trở kháng nhiệt giữa cấu trúc bán dẫn và vỏ cho bởi nhà sản xuất

Rth(v-h): trở kháng nhiệt giữa vỏ và cánh toả nhiệt, phụ thuộc hình dạng kích thước vỏ phần tử, cho bởi nhà sản xuất.

Rth(h-a): trở kháng nhiệt giữa cánh toả nhiệt và môi trường cho bởi nhà sản xuất ra cánh toả nhiệt.

Rth(h-a) = ( ( ) ( )) max , max , h v th v j th th a J _{R R} P T T − − + − −

Giá trị Rth(h-a) cho phép chọn được loại toả nhiệt theo yêu cầu dựa vào đặc tính của một số loại toả nhiệt do nhà sản xuất cung cấp.

1.2.7. Vấn đề chung về dao động và khảo sát IC LM3524

1.2.7.1. Các vấn đề chung về tạo dao động

Mạch tạo dao động có thể tạo ra dao động có dạng khác nhau: xung sin, xung chữ nhật, xung tam giác, xung răng cưa…

Các tham số cơ bản của mạch tạo dao động gồm tần số, biên độ, điện áp, độ ổn định tần số, công suất. Tuỳ thuộc vào mục đích sử dụng, khi thiết kế có thể đặc biệt quan tâm đến một vài thông số nào đó hoặc hạ thấp yêu cầu với các tham số khác, nghĩa là tuỳ vào yêu cầu sử dụng mà cân nhắc và xác định tham số một cách hợp lý.

*) Điều kiện tạo dao động và đặc điểm của mạch tạo dao động

K (1) Kht (2) X’r a’ a r X XV

Hình 21 mô tả sơ đồ khối mạch tạo dao động theo nguyên tắc hồi tiếp. Trong đó (1) là khối khuyếch đại có hệ số khuyếch đại K = k.ejϕ và (2) là khối hồi tiếp có k

hệ số truyền đạt j ht

ht

ht k e

K = . ϕ . Nếu đặt vào đầu vào tín hiệu Xv và giả thiết

K.Kht =1 thì X'r =Xv vì X'r = K.Kht .Xv khi đó tín hiệu lối vào của mạch khyếch

đại Xv và tín hiệu ra của mạch hồi tiếp X'r bằng nhau cả về biên độ và pha nên có thể Hình 21

nói đầu a và a’ với nhau mà tín hiệu ra vẫn không thay đổi. Lúc này ta có sơ đồ khối mạch tạo dao động làm việc theo nguyên tắc hồi tiếp.

Như vậy trong sơ đồ hình 21, chỉ có dao động mà tần số thoả mãn điều kiện

K.Kht =1 (1)

Vì Kvà K_ht đều là những số phức nên (1) có thể viết lại như sau:

K.K_ht = K.Kht. ei(ϕk+ϕht) = 1 (2) Trong đó: K : modul hệ số khuyếch đại

Kht: modul hệ số hồi tiếp

ϕ : góc di pha của bộ khuyếch đại _k ϕ : góc di pha của mạch hồi tiếp _ht Có thể tách biểu thức (2) thành 2 biểu thức:

K.Kht = 1 (3)

ϕ = ϕ + _k ϕ = 2_ht πn với n = 0,±1, ±2,.. (4)

Như vậy ta nhận thấy: Mạch chỉ có thể tạo được dao động khi hệ số khuyếch đại có thể bù được tổn hao do mạch hồi tiếp gây ra, đây là điều kiện cân bằng về biên độ (3) dao động chỉ có thể được phát sinh khi tín hiệu hồi tiếp về đồng pha với tín hiệu lối vào, điều kiện cân bằng pha (4).

1.2.7.2. Một số mạch tạo xung vuông

Có rất nhiều nguyên tắc để tạo ra xung vuông, một trong những nguyên tắc cơ bản đó là: sử dụng mạch không đồng bộ một trạng thái ổn định (đơn hài) và mạch không đồng bộ hai trạng thái không ổn định( đa hài).

*) Mạch không đồng bộ một trạng thái ổn định, đơn hài

Đây là loại mạch có một trạng thái ổn định bền trạng thái thứ hai chỉ ổn định trong một thời gian nhất định nào đó, sau đó mạch lại quay về trạng thái ổn định ban đầu.

Vout 0 0 t 2

τ

1

τ

b) Giản đồ xung t Vin Đơn hài Vout Vin a) Sơ đồ khối mạch đơn hài Hình 22

Để tạo mạch đơn hài ( hình 22 a) ta có thể sử dụng Tranzito hoặc dụng mạch IC. Qua đồ thị (hình 22b) ta có nhận xét sau: Mạch đơn hài sẽ tạo ra một xung có độ rộng là τ₁ khi có một xung đưa vào lối vào Vin. Độ rộng xung τ1 không phụ thuộc vào độ rộng của xung lối vào τ2.

*) Mạch không đồng bộ hai trạng thái không ổn định, đa hài

Mạch đa hài là mạch tự dao động, phát ra xung vuông với tần số và độ rộng phụ thuộc vào tham số RC của mạch, Mạch hoạt động theo nguyên tắc lật trạng thái. Mạch chỉ ổn định trong một khoảng thời gian hạn chế nào đó, rồi tự động lật sang trạng thái kia và ngược lại, mạch tạo ra được xung vuông.

Như vậy, bằng việc kết hợp mạch đa hài và đơn hài (hình 25) ta có thể tạo ra được xung vuông lối ra có tần số và độ rộng có thể thay dổi được.

Đơn hài Đa hài

Hình 25

Ngày nay có rất nhiều các IC chuyên dụng phục vụ cho các mục đích khác nhau, với các thông số kỹ thuật tốt hơn hẳn so với các mạch rời rạc.

1.2.7.3. Máy phát xung với tần số và độ rộng có thể thay đổi được, sử dụng IC LM3524

IC LM3524 có sơ đồ khối và sơ đồ chân ra như hình vẽ 26a,b

Hinh26a. Sơ đồ khối

LM3524 có một số thông số kỹ thuật sau: - Điện nguồn nuôi: 8V÷ 40 V

- Công suất: 1W

- Dòng xung lớn nhất: 100mA - Tần số lối ra lớn nhất: 100KHz Từ sơ đồ khối hình 26a ta thấy:

Tần số lối ra phụ thuộc và thông CT và RT ở mạch ngoài. Độ rộng xung có thể thay đổi được nhờ vào ngưỡng điện áp UN đưa vào chân 9 ( Compasation) ở hình 27 xung lối ra được đệm qua 2 Tranzito n-p-n hở colector do đó ta có thể chon mức logic lối ra phù hợp với nhu cầu sử dụng.

V 2 τ 1 τ Un2 Un1 V V t t t Hình 27. Nguyên tắc hình thành độ rộng xung

Sơ đồ mạch phát xung sử dụng IC LM3524. INV INPUT 1 IN INPUT 2 Vref 16 Vc 15 OSC QUTPUT 3 +CL SENSE 4 - CL SENSE 5 RT 6 GND 8 E1 11 C2 13 E2 14 E1 9 E2 10 CT 7 C1 12 LM3524 100K R4 100K R3 10K R1 10K R2 Rx Cx 10K R5 Un VCC Hình 28. Sơ đồ máy phát xung sử dụng LM3524 *) Nguyên tắc hoạt động của sơ đồ trên hình 28

- R1 và R2 được mắc vào 2 chân emittor 1 và emittor 2, chân 14 và chân 11 là 2 điện trở tải emittor cho 2 Tranzito lối ra, cực collector 1 và collector 2( chân 12 và chân 13) được mắc trực tiếp lên đương nguồn ( + Vc). Như vậy biên độ xung lối ra có giá trị điện áp xấp xỉ bằng điện áp nguồn nuôi ( + Vc).

- Tụ Cx được mắc vào chân 7 và Rx được mắc vào chân 6. Tần số xung lối ra (chân 3 hoặc chân 11,14) phụ thuộc vào trị số của Cx và Rx.

- Chân 16 ( Chân tạo thế chuẩn 5V) được mắc với chân 2 qua điện trở R2. - Chân 9 mắc với chân1 bởi điện trở R4.

Và như vậy hình thành một mạch khuếch đại offset với điện áp lối ra (chân 9) là hiệu của hai điện áp Vref bằng 5 V (chân 16) và điện áp ngưỡng Un đưa vào chân 1.

- Khi cấp nguồn +Vc nhờ bộ tạo dao động mà xuất hiện xung răng cưa ở chân 7. - Tăng từ từ điện áp đưa vào chân 1 (Un) khi đến một giá trị điện áp Un* thì ở lối ra ( chân 14 và 11) có xung ra. Nếu tiếp tục tăng Un thì độ rộng xung ra tăng cho đến khi mức cao và mức thấp cố độ rộng như nhau, lúc đó cho dù có tăng Un nữa thì độ rộng xung lối ra không thay đổi ( xem hình 27).

1.2.8. Khảo sát nguyên tắc ổn áp cổ điển và ổn áp xung

1.2.8.1. Vấn đề chung về ổn định điện áp

Ổn định điện áp(gọi tắt là ổn áp) một chiều trên tải khi điện áp lối vào thay đổi hoặc khi tải biến đổi. Điện trở ra của bộ nguồn cung cấp yêu cầu nhỏ, để hạn chế sự ghép ký sinh giữa các tầng, giữa các thiết bị dùng chung nguồn nuôi.

Việc ổn định điệp áp xoay chiều bằng các bộ ổn áp xoay chiều có nhiều hạn chế và tốn kém, nhất là khi điên áp xoay chiều biến động nhiều. Bộ ổn áp một chiều băng phương pháp điện tử được dung phổ biến hơn, đặc biệt khi công suất tải yêu cầu không lớn và tải tiêu thụ trực tiếp điện áp một chiều.

Các chỉ tiêu cơ bản của một bộ ổn áp là:

- Hệ số ổn áp xác định bằng tỷ số giữa lượng biến thiên tương đối của điện áp đầu vào và điện áp đầu ra khi tải ở một giá trị cố định không đổi.

Kôđ = ra ña vao vao u du u du (khi Rt = const) Kôđ : hệ số ổn áp

Uvào: điện áp vào bộ ổn áp Ura : điện áp ra của bộ ổn áp Rt : tải lối ra của bộ ổn áp Hệ số ổn áp theo tải: Ktải = % ra ra U U ∆ 1 ra ra ra U U U = − ∆ Ktải : hệ số ổn áp theo tải Ura : điện áp ra khi không tải

Ura : điện áp ra khi dòng tải cực đại, Imax

- Điện trở ra đăc trưng cho sự biến thiên của điện áp ra khi dòng điện tải thay đổi. Rra =

tai ra

dI dU

(khi Uvao = conts)

vao vao tai ra I U I U . . = η

- Lượng trôi(lượng không ổn dịnh) của dòng điện hay điện áp một chiều ra tải.

od vao troi K U U = ∆ ∆ Các dạng bộ ổn áp trên thực tế chia thành ba loại chính: - Ổn áp kiểu tham số - Ổn áp kiẻu bù tuyến tính - Ổn áp kiểu bù xung

Ổn áp kiểu tham số và kiểu bù tuyến tính được xếp vào kiểu ổn áp cổ điển. 1.2.8.2. Ổn áp kiểu tham số dùng điốt zener

Uz Uz ∆ Uv Uz ∆ b) Đặc trưng vôn-Ampe U I DZ R Ur Uv a) Sơ đồ ổn áp zener Hình 29

Điốt ổn áp làm việc nhờ hiệu ứng đánh thủng zener và hiệu ứng đánh thủng thác lũ của chuyển tiếp p-n khi phân cực ngược. Như vậy điốt zener ổn định điểm làm việc ở chế độ phân cực ngược.

Những tham số kỹ thuật của điốt zener là:

- Điện áp ổn định Uz (điện áp zener) là điện áp ngược đặt lên điốt làm phát sinh ra hiện tượng đánh thủng. Trên thực tế đối với điốt zener chỉ có một khoảng rất hẹp mà nó có thể ổn định được. Khoảng này bị giới hạn bởi khoảng đặc tuyến của điốt từ phạm vi dòng bão hoà sang phạm vi dòng đánh thủng (hình 29b).

- Điện trở động rdz của điốt zener được định nghĩa là độ dốc của đặc tuyến tĩnh của làm việc.

rdz = z z dI dU

Do đó ta có thể thấy rằng độ dốc của đường đặc tuyến ở phần đánh thủng có tác dụng quyết định đến chất lượng ổn dịnh của điốt. Khi điện trở động bằng không thì sự ổn định điện áp đạt tới mức lý tưởng.

*) Nguyên lý làm việc và đặc tuyến của bộ ổn áp kiểu tham số dùng điốt zener được minh hoạ trên hình 29.

Khi điện áp vào Uv biến đổi lượng ∆Uv khá lớn. Từ đặc tuyến của điốt zener silic, ta thấy điện áp ổn định biến đổi rất nhỏ và dòng qua điốt tăng lên khá lớn. Như vậy toàn bộ năng lượng tăng giảm của Uv hầu như hạ trên R, điện áp ra tải hầu như không đổi. Nếu Uv = const và chỉ có dòng tải It tăng sẽ gây nên sự phân phối lại dòng điện. Khi đó dòng Io giảm xuống ( dòng Io là dòng ổn áp) kết quả là khi dòng tải It tăng đến mức nào dó thì diểm làm việc của zener sẽ rơi vào vùng điện trở động lối ra biến đổi và làm cho Uz thay đổi, khả năng ổn định điện áp không còn nữa.

Bộ ổn áp tham số có ưu điểm là mạch đơn giản, tiết kiệm. Khuyết điểm của nó là chất lượng ổn áp thấp, chỉ đáp ứng được dòng tải rất nhỏ, không thay đổi được điện áp ra theo yêu cầu.

1.2.8.3. Ổn áp kiểu bù dùng bộ khuếch đại có điều khiển

Để nâng cao chất lượng ổn định, người ta dùng bộ ổn áp kiểu bù( cỏn gọi là ổn áp so sánh hoặc ổn áp có hồi tiếp).

Bộ ổn áp bù có 2 dạng cơ bản là: - Kiểu ổn áp bù song song - Kiểu ổn áp bù nối tiếp

Ech Y D IR - + + - It Rt Ur Uv Rd

Sơ đồ khối bộ ổn áp kiểu song song được minh hoạ bởi hình 30a. Nguyên lý làm việc của loại này tương tự bộ ổn áp tham số, trong đó phần tử ổn áp mắc song song với tải được thay bằng phần tử điều khiển (D), dòng điện trong giới hạn cần thiết qua đó điều chỉnh giảm áp trên điện trở Rđ theo xu hướng bù lại.

Ur = Uv- URđ

Do đó điện áp ra tải được giữ không đổi. Bộ tạo điện áp chuẩn đưa Ech vào so sánh với điện áp Ur ở bộ so sánh và độ sai lệch giữa chúng được khuếch đại nhờ khối Y. điện áp ra của Y sẽ khống chế phần tử điều chỉnh D. Sự biến đổi dòng điện qua tải từ 0 - Imax sẽ gây nên sự biến đổi tương ứng dòng điện qua phần tử điều chỉnh từ Idmax ÷0.

D - + + - It Rt Y Ech Hình 30b. Ổn áp bù nối tiếp Ur Uv

Hình 30b biểu thị sơ đồ khối bộ ổn áp bù mắc nối tiếp, trong đó phần tử điều chỉnh D được mắc nối tiếp với tải, do dó dòng diện qua tải cũng gần bằng qua D.

Nguyên lý hoạt động của bộ ổn áp dựa trên sự biến đổi điện trở trong của phần tử điều chỉnh D theo mức độ sai lệch của điện áp ra,(sau khi đã được so sánh và khuếch đại). Giả sử vì nguyên nhân nào đó làm Ur biến đổi, qua mạch so sánh và khuếch đại Y tín hiệu sai lệch sẽ tác động vào phần tử điều chỉnh D làm cho điện trở của nó biến đổi theo xu hướng là Uđc trên D bù lại sự biến đổi của Uv.

Ta có Ur = Uv - Uđc do có sự biến đổi cùng chiều gữa Uv và Uđc làm cho Ur sẽ ổn định hơn.

Trong 2 sơ đồ hình30a,b. Phần tử điều chỉnh gây ra tổn hao chủ yếu về năng lượng trong bộ ổn áp và làm hiệu suất của bộ ổn áp không vượt quá 60%.

Trong sơ đồ mắc song song, công suất tổn hao chủ yếu xác định bằng công suất tổn hao trên Rđ và trên phần tử điều chỉnh D là:

Trong sơ đồ mắc nối tiếp, công suất tổn hao chỉ do phần tử điều chỉnh quyết định. PTH = (Uv - Ur). It

Trong đó:

PTH : công suất tổn hao Uv : điện áp vào

Ur : điện áp ra

It : dòng điện qua tải Rt

Vậy sơ đồ nối tiếp có tổn hao ít hơn sơ đồ mắc song song một lượng là Uv*ID nên hiệu suất của sơ đồ ổn áp nối tiếp cao hơn và được dùng phổ biến hơn. Sơ đồ ổn áp song song cũng có ưu điểm đó là: không gây nguy hiểm khi quá tải vì nó làm ngắn mạch đầu ra. Sơ dồ ổn áp nối tiếp mặc dù có ưu điểm là hiệu suất cao hơn, nhưng cần phải có thiết bị bảo vệ vì khi quá tải, dòng qua phần tử điều chỉnh D và bộ chỉnh lưu sẽ quá lớn, dễ gây sự cố cho chỉnh lưu, phần tử diều chỉnh D và biến áp.

1.2.8.4. Ổn áp xung

Điểm quan trọng nhất của bộ ổn áp bù tuyến tính là sự sai lệch điện áp ra được đặt liên tục trên một Tranzito công suất để điều chỉnh để bù lại sai lệch này và giá trị điện áp ra sau bộ ổn áp sẽ là: Ura = Uổnđịnh ≤ Uvào min (Uvào min là giá trị nhỏ nhất của điện áp đưa tới bộ ổn định).

Ở các bộ ổn áp xung, người ta thay Tranzito điều khiển bằng một bộ chuyển mạch xung. Trị số trung bình(1chiều) của điện áp ở lối ra được điều chỉnh nhờ việc đóng hay mở chuyển mạch theo một chu kỳ xác định, với thời gian đóng hay mở có thể xác điều chỉnh được theo mức độ sai lệch của điện áp ra Ura. Nếu đặt bộ chuyển mạch của điện tử ở mạch thứ cấp của biến áp nguồn, ta nhận được bộ ổn áp xung thứ cấp. Nếu đặt bộ chuyển mạch điện tử ở mạch sơ cấp, ta có bộ ổn áp xung sơ cấp.

Để giảm công suất tổn hao của biến áp, người ta chọn tần số làm việc của chuyển mạch cao ( vài KHz đến vài chục KHz). Bằng cách đó kích thước, trọng lượng của biến áp giảm đi vài lần và hiệu suất năng lượng chung của bộ ổn áp có thể đạt trên 80%.

Các chuyển mạch điện tử là các tranzito công suất làm việc ở chế độ xung. Việc điều khiển đóng mở tranzito được thực hiện nhờ xung vuông đưa tới Bazơ, có chu kỳ xung không đổi.

Tồn tại 3 khả năng điều khiển tranzito chuyển mạch là:

- Thay đổi độ rộng xung điều khiển theo mức sai lệch của Ura, nhờ đó điều chỉnh được điện áp ra.

- Thay đổi độ trống của xung điều khiển

- Thay đổi đồng thời cả độ rộng và độ trống của xung điều khiển

Như vậy ổn áp xung có hiệu suất cao hơn kiểu ổn áp cổ điển(có thể đạt trên 80%), nhờ tần số làm việc của biến áp khoảng vài KHz đến vài chục KHz, nhờ dó mà biến áp có hiệu suất cao, kích thước được thu nhỏ hơn rất nhiều lần so với biến áp hoạt động ở tần số 50Hz . Ổn áp xung có thể ổn định điện áp với điện áp lối vào biến đổi ở dải rộng mà tổn hao năng lượng nhỏ. Một lợi thế của ổn áp xung nữa là: do biến áp hoạt động ở tần số cao cho nên khi chỉnh lưu ra điện áp một chiều thì chỉ cần tụ lọc có trị số nhỏ và cuộn chặn trên lõi ferit tần số cao rất nhỏ, nhờ đó càng làm giảm kích thước và hạ giá thành của nguồn ổn áp.

Qua mục 1.2 chúng ta đã khảo sát một số linh kiện đóng cắt cho nguồn một chiều, các vấn đề chung về tạo dao động, IC LM3524, các loại nguồn ổn áp. Trên cơ sở này ta lựa chọn phương án thiết kế dựa trên sơ đồ khối tổng quát được trình bày ở mục 1.1.2, phục vụ yêu cầu đề tài “ Chế tạo nguồn xung lưỡng cực cho thí nghiệm công nghệ mạ mới”.

1.2.9. Lựa chọn phương án thiết kế

Trên cơ sở đã khảo sát ICLM3524 và nhiệm vụ chế tạo, ta lựa chọn IC LM3524 làm máy phát xung vuông, với tần số có thể thay đổi được bằng điện trở, tụ điện, mạch ngoài và có thể thay đổi độ rộng xung. Việc lựa chọn IC LM3524 với lý do đó là một IC điều chế độ rộng xung (PWM) chuyên dụng, hoạt động tin cậy và ổn định, thiết kế đơn giản, đáp ứng được nhiệm vụ chế tạo.

Để nâng dòng ra của xung thì xung lối ra của máy phát xung cần phải đệm qua tầng công suất. Như vậy việc lựa chọn linh kiện để đạt công suất của xung ra là cần thiết.

Chúng ta đã khảo sát một số linh kiện điện tử công suất đóng cắt được điện áp một chiều như: GTO, Tranzito lưỡng cực BJT, Tranzito MOSFET, IGBT. Với yêu cầu cụ thể của nhiệm vụ chế tạo đó là: Dòng xung lối ra đạt 15A, tần số cực đại 1,5KHz thì ta lựa chọn MOSFET là phù hợp nhất:

- MOSFET hoạt động được ở tần số cao (có thể tới 100KHz)

- Dòng xung lối ra 15A, trong khi MOSFET có công suất này dễ dàng chọn lựa tại thị trường trong nước.

- Một ưu điểm rất quan trọng của MOSFET là điện áp điều khiển có dòng rất nhỏ. Lợi thế này là hơn hẳn so với Tranzito BJT và GTO, mặc dù chúng có lợi điểm

hơn MOSFET đó là có điện trở dẫn rất nhỏ nhưng chúng lại cần dòng điều khiển lớn, do đó thiết kế phức tạp.

Tuy nhiên giải pháp tốt nhất là sử dụng IGBT, bởi vì nó là linh kiện kết hợp được cả ưu điểm:

- Điện trở khi dẫn nhỏ của Tranzito lưỡng cực BJT - Khả năng điều khiển bằng điện áp của MOSFET

Nhưng với yêu cầu cụ thể của nhiệm vụ chế tạo đó là dòng xung lối ra 15A thì việc sử dụng IGBT trở nên không cần thiết, hơn nữa rất khó tìm được IGBT ở thị trường Việt Nam.

Với những lý do trên, ta lựa chọn phương án cuối cùng đó là lựa chọn MOSFET làm công suất lối ra là phù hợp với yêu cầu chế tạo và điều kiện cụ thể hiện nay.

Đối với phần nguồn ổn áp để cấp cho phần công suất thì ta lựa chọn nguồn ổn áp theo nguyên tắc ổn áp kiểu bù dùng bộ khuyếch đại có điều khiển, vì đặc trưng của thiết bị này là dùng cho thí nghiệm mạ, do đó thiết bị thường được đặt trong môi trường có hoá chất, có độ ăn mòn cao. Còn nếu ta sử dụng nguồn ổn áp theo kiểu ổn áp xung thì dù có nhiều đặc trưng kỹ thuật ưu việt như: có dải làm việc cao hơn, hiệu suất cao và kích thước nhỏ gọn nhưng với môi trường làm việc của thiết bị này, độ bền và độ tin cậy của thiết bị sẽ không được đảm bảo.

CHƯƠNG 2

CHẾ TẠO NGUỒN XUNG LƯỠNG CỰC

2.1 THIẾT KẾT VÀ PHÂN TÍCH NGUYÊN LÝ HOẠT ĐỘNG SƠ ĐỒ KHỐI CHI TIẾT

2.1.1. Sơ đồ khối chi tiết

Trên cơ sở nhiệm vụ chế tạo “ Nguồn xung lưỡng cực cho thí nghiệm công nghệ mạ mới” ta thiết kế sơ đồ khối chi tiết như hình vẽ 31.

2.1.2. Phân tích nguyên lý hoạt động sơ đồ khối chi tiết

Máy phát xung sử dụng IC LM3524 để tạo ra xung vuông có độ rộng và tần số có thể điều chỉnh được bằng đường điều khiển độ rộng và tần số nhờ chuyển mạch ( Tần số từ 1Hz-1500Hz, độ rộng xung thay đổi từ 50-80% của chu kỳ xung). Xung lối ra của máy phát xung được đưa vào mạch đo tần số và khối tạo thời gian nghỉ.

Khối đo tần số sử dụng vi điều khiển 8051 lập trình để đo tần số. Tần số được chỉ thị bằng đèn led 7 đoạn.

Khối tạo thời gian nghỉ thực chất dùng IC CD4040 để chia tần nhằm tạo ra xung điều khiển để khoá tầng đệm công xuất tạo ra thời gian nghỉ. Thời gian nghỉ có thể lựa chọn từ 1÷512 lần chu kỳ xung của máy phát xung nhờ chuyển mạch. Khối tạo thời gian nghỉ còn được sử dụng thêm các bộ khuyếch đại thuật toán để tạo ra xung mở cho nửa dương và nửa âm của tầng đệm công suất.

Khối tạo ngưỡng chuẩn sử dụng các bộ khuyếch đại thuật toán để thực hiện các phép tính toán học cộng, trừ. Khối này tạo ra điện áp chuẩn để điều khiển MOSFET tầng công suất, khi điện từ khối ổn áp công suất đưa vào biến đổi( điện áp dương V+ từ 1.2 15V, điện áp âm V÷ - _{từ 0÷10V).}

Khối đệm công suất điều khiển các MOSFET ở khối công suất đóng hoặc mở. Ta sử dụng phần tử điều khiển quang điện OPTO 4N35 nhằm cách ly tín hiệu xung điều khiển từ khối tạo thời gian nghỉ và đối tượng điều khiển là MOSFET ở khối công suất.

Khối công suất sử dụng MOSFET IRFP250 và IRF9630 nhận nguồn V+ và V -từ khối nguồn công suất ổn áp và việc điều khiển nhờ khối đệm công suất, tạo ra xung lưỡng cực có biên độ là V+ cho nửa dương và V- cho nửa âm, với dòng cực đại là 15A.

Khối nguồn công suất ổn áp tạo ra điện áp V+, V- với dòng cực đại 15A cấp cho khối công suất. Khối này sử dụng IC LM317 và Transistor 2N3055 nhằm tạo ra được điện áp lối ra có đủ dòng để đáp ứng cho khối công suất (15A) và giá trị điện áp ra có thể được điều chỉnh một cách dễ dàng nhờ chiết áp.

Nguån æn ¸p c«ng suÊt §o tÇn sè 15 2 , 1 ÷ V+ A V 15 10 0÷ V -Chän thêi gian nghØ §iÒu chØnh ®é réng §iÒu chØnh tÇn sè T¹o thêi gian nghØ §Öm c«ng suÊt C«ng suÊt T¶i (BÓ m¹) Nguån æn ¸p +5 +12 +18 -18V

H×nh 31: S¬ ®å khèi chi tiÕt M¸y ph¸t xung V+ V -T¹o ng−ìng chuÈn

Khối nguồn ổn áp nuôi cho mạch điều khiển sử dụng các IC ổn áp thông dụng như 7818, 7918… để tạo ra các điện áp +5V, +12V, +18V, -18V nuôi cho các phần tử trong mạch điều khiển và mạch đo tần số.

2.2 THIẾT KẾ VÀ PHÂN TÍCH NGUYÊN TẮC HOẠT ĐỘNG SƠ ĐỒ NGUYÊN LÝ

2.2.1. Sơ đồ nguyên lý

Sơ đồ nguyên lý được chia làm 4 phần:

- Phần tạo xung điều khiển (Hình 32) bao gồm: Máy phát xung sử dụng IC LM3524. Mạch tạo thời gian nghỉ sử dụng các IC số CMOS, các bộ khuếch đại thuật toán sử dụng IC LF353.

- Phần công suất ( Hình 33) bao gồm: tầng công suất, tầng đệm điều khiển và tạo ngưỡng chuẩn để kích mở tầng công suất. Sử dụng các MOSFET công suất IRF9150, IRFP 250, linh kiện quang điện OPTO 4N35, và 4 bộ khuếch đại thuật toán sử dụng IC LM353.

- Phần nguồn ổn áp công suất ( Hình 34). Sử dụng phần tử ổn áp LM317 và các Tranzito A1013, 2N3055 để nâng công suất lối ra (15A).

- Phần nguồn nuôi cho mạch điều khiển ( Hình 35). Sử dụng các IC ổn áp thông dụng: LM7805, LM7812, LM7818, LM7918. Để tạo ra các điện áp ổn định nuôi cho các linh kiện điện tử.

2.2.2. Phân tích nguyên tắc hoạt động của sơ đồ nguyên lý

2.2.2.1. Phân tích nguyên tắc hoạt động sơ đồ nguyên lý phần tạo xung điều khiển (hình 32)

*) Máy phát xung sử dụng IC LM3524.

IC LM 3524 đã được khảo sát ở mục 1.2.7.3. Ở đây ta phân tích nguyên tắc hoạt động của sơ đồ được thiết kế cho nhiệm vụ chế tạo của đề tài:

- Hai điện trở R1 và R2 là hai điện trở tải cho lối ra của máy phát xung.

- Tần số xung lối ra được xác định bởi trị số của tụ điện và điện trở ở mạch ngoài. Do đó tần số được lựa chọn bằng chuyển mạch SW1 và điều chỉnh theo từng khoảng bằng các biến trở VR2 ÷VR5.

- Độ rộng xung ra được điều chỉnh bởi biến trở VR1. Khi cấp nguồn +18V vào chân 15 thì ở chân 16 chân ra điện áp chuẩn 5V điện áp này được chọn nhờ mạch phân áp R3, R4 và VR1. Khi điều chỉnh VR1 thì ta sẽ có điện áp đưa vào chân 9 biến đổi từ 0.86 – 3.64V và do đó độ rộng xung lối ra sẽ biến đổi như hình 27. Độ rộng xung lối ra

1 2 3 4 A B C D 4 3 2 1 D C B A CLK 10 RST 11 Q1 9 Q2 7 Q3 6 Q4 5 Q5 3 Q6 2 Q7 4 Q8 13 Q9 12 Q10 14 Q11 15 Q12 1 IC3 4040 D 5 _Q 1 CLK 3 Q 2 R 4 S 6 IC4A 4013 1 2 3 IC5A 4081 8 9 10 IC5C 4081 5 6 4 IC5B 4081 1 2 3 IC6A 4071 R6 2.2K R5 10K 10K R1 10K R2 R7 10K 2K7 R4 4K7 R3 10K VR1 104 C5 INV Input 1 IN Input 2 Vref 16 Vc 15 OSC Qutput 3 +CL Sense 4 - CL Sense 5 Rt 6 gnd 8 E1 11 C2 13 E2 14 CompensationShutdown 9 10 Ct 7 C1 12 LM3524 IC1 104 C1 404C2 10uC3 VR2 2. 5K 10k VR3 7K 10k VR4 16 5K 10k VR5 20 0K 10k 1.5KHz 1 KHz ₅₀0H z 10 H z R8 10K R14 3.3k R17 3.3k R16 22k R13 22k D2 D1 C7 472 R11 1.5k C945 C945 R10 10k C6 103 R9 10k C4 10u +12V R18 10k R15 10k SW2 SW1 1 512 1 R12 1K8 D3 12V +18V Vref 12V (A) (B) 3 2 1 8 4 IC2A LF353 5 6 7 IC2B LF353 VCC +18V (b) (a) (4) (1) (3) (2)

H×nh vÏ 33: S¬ ®å nguyªn lý tÇng ®Öm c«ng suÊt vµ c«ng suÊt 1 2 3 4 A B C D 4 3 2 1 D C B A Q4 IRFP250 Q3 IRF9150 IC7 4N35 R20 4.7K R22 1.5K R21 1K5 R19 4.7K IC8 4N35 R32 270 +V(15A) -V(15A) 3 2 1 8 4 IC10A LF353 5 6 7 IC10B LF353 R30 10K R28 10K R24 10K R23 10K R29 10K R25 10K R26 10K R31 10K R27 10K 2 3 1 8 4 IC9A LF353 6 5 7 IC9B LF353 Vref Vref (A) (B) RA TAI R45 10K