Projeto e implementação de um amplificador de áudio classe D

UNIVERSIDADE TECNOL ´OGICA FEDERAL DO PARAN ´A DEPARTAMENTO ACAD ˆEMICO DE EL ´ETRICA

CURSO DE ENGENHARIA EL ´ETRICA

EDUARDO ENDERLI BODANESE

PROJETO E IMPLEMENTAC

¸ ˜

AO DE UM AMPLIFICADOR

DE ´

AUDIO CLASSE D

TRABALHO DE CONCLUS ˜AO DE CURSO

PATO BRANCO 2017

PROJETO E IMPLEMENTAC

¸ ˜

AO DE UM AMPLIFICADOR

DE ´

AUDIO CLASSE D

Trabalho de Conclus ˜ao de Curso de graduac¸ ˜ao, apresentado `a disciplina de Trabalho de Conclus ˜ao de Curso 2, do Curso de Engenharia El ´etrica do Departa-mento Acad ˆemico de El ´etrica - DAELE - da Universidade Tecnol ´ogica Federal do Pa-ran ´a - UTFPR, C ˆampus Pato BPa-ranco, como requisito parcial para obtenc¸ ˜ao do t´ıtulo de Engenheiro Eletricista.

Orientador: Everton Luiz de Aguiar

PATO BRANCO 2017

TERMO DE APROVAC¸ ˜AO

O Trabalho de Conclus ˜ao de Curso intituladoPROJETO E IMPLEMENTAC¸ ˜AO DE UM AMPLIFICADOR DE ´AUDIO CLASSE D do acad ˆemico Eduardo Enderli Bo-danese foi considerado APROVADO de acordo com a ata da banca examinadora N◦ 145 de 2017.

Fizeram parte da banca examinadora os professores:

Everton Luiz de Aguiar Andrei Bordignon Kleiton de Morais Sousa

aos meus pais, Sadi e Maria Helena, por todos os ensina-mentos e incentivos fornecidos durante a caminhada; e a minha esposa, Yasmim, pela compreens ˜ao e ajuda nos mo-mentos mais dif´ıceis.

O insucesso ´e apenas uma oportunidade para comec¸ar de novo com mais intelig ˆencia.

Primeiramente agradec¸o a Deus, pelo dom da vida.

Agradec¸o ao Professor M.Sc. Everton Luiz de Aguiar pela orientac¸ ˜ao, dedicac¸ ˜ao e companheirismo em todos os momentos, pricipalmente nos n ˜ao t ˜ao bons.

Agradec¸o aos colegas que de uma forma ou de outra contribu´ıram para o desenvolvimento deste trabalho, tanto de forma t ´ecnica como motivacional; especi-almente a Felipe Sassi, Lucas Gaspar de Miranda e Luiz Henrique Meneghetti pela parceria e aux´ılio durante todo o trabalho, principalmente na reta final. Tamb ´em aos colegas, amigos e companheiros de antes e tamb ´em durante a etapa da graduac¸ ˜ao; com certeza voc ˆes tornaram essa fase muito mais prazerosa.

Agradec¸o a todos os professores do Departamento de El ´etrica e os demais do caminho: sem voc ˆes n ˜ao teria chegado onde estou.

Por ´ultimo, mas com total import ˆancia, agradec¸o `a fam´ılia pelo incentivo e apoio durante todas as etapas da vida. A voc ˆes se devem todas as minhas conquistas e realizac¸ ˜oes passadas, atuais e futuras.

RESUMO

BODANESE, Eduardo Enderli. Projeto e Implementac¸ ˜ao de um Amplificador de ´

Audio Classe D. 2017. 105 f. Monografia (Graduac¸ ˜ao em Engenharia El ´etrica) -Departamento Acad ˆemico de El ´etrica, Universidade Tecnol ´ogica Federal do Paran ´a, Pato Branco, 2017.

Este trabalho aborda o conceito de amplificadores classe D (chaveados), indicando-o cindicando-omindicando-o um substitutindicando-o `as demais classes de amplificadindicando-ores de ´audiindicando-o em algumas aplicac¸ ˜oes espec´ıficas por ser mais eficiente e, mostrando ser poss´ıvel obter uma qualidade de ´audio satisfat ´oria. No trabalho s ˜ao discutidas as classes de amplifica-dores de ´audio, as topologias de amplificaamplifica-dores classe D, as principais modulac¸ ˜oes usadas e as diferenc¸as entre um classe D anal ´ogico e um digital. Depois de defi-nida a topologia ponte completa, a modulac¸ ˜ao por largura de pulso (PWM) de 3 n´ıveis e digital, cada etapa ´e analisada para ser projetada baseada na teoria. Simulac¸ ˜oes num ´ericas computacionais s ˜ao desenvolvidas nos softwares PSIM e LTspiceR paraR validar as etapas projetadas do circuito e o projeto como um todo. ´E desenvolvido um prot ´otipo para aquisic¸ ˜ao de resultados experimentais para determinar os par ˆametros que caracterizam o amplificador e compor sua tabela de especificac¸ ˜oes t ´ecnicas. Fi-nalmente s ˜ao apresentados, comparados e discutidos os resultados de simulac¸ ˜ao e experimentais do amplificador projetado e implementado.

Palavras-chave: Conversor CC/CA, Modulac¸ ˜ao por Largura de Pulso(PWM), Amplifi-cador Classe D, ´Audio.

BODANESE, Eduardo Enderli. Class D Audio Amplifier’s Design and Assembly. 2017. 105 f. Monografia (Graduac¸ ˜ao em Engenharia El ´etrica) - Departamento Acad ˆemico de El ´etrica, Universidade Tecnol ´ogica Federal do Paran ´a, Pato Branco, 2017.

This work addresses the concept of class D amplifiers (switching amplifiers), indicating it as a substitute for other classes of audio amplifiers in some specific applications, because it is more efficient and it is possible to obtain a satisfactory audio quality. In this paper it is discussed the classes of audio amplifiers, the topologies of class D amplifiers, the main modulations used and the differences between an analog and a digital class D. Once the complete bridge topology, digital modulation and 3-level pulse width modulation (PWM) are chosen, each step is analyzed to ultimately be designed based on theory. Computational numerical simulations are developed in the PSIM and LTspiceR softwares to validate the projected steps of the circuit and theR project as a whole. A prototype is developed for the acquisition of experimental results to determine the parameters that characterize the amplifier and compose its table of technical specifications. Finally, simulation and experimental results of the designed and implemented amplifier are presented, compared and discussed.

Keywords: Converter DC/AC, Pulse Width Modulation(PWM), Class D Amplifier, Au-dio.

LISTA DE FIGURAS

Figura 1: Diagrama contextual do trabalho . . . 21

Figura 2: Circuito do amplificador classe A . . . 24

Figura 3: Circuito do amplificador classe B . . . 25

Figura 4: Distorc¸ ˜ao de cruzamento por zero no amplificador lasse B . . . 25

Figura 5: Circuito do amplificador classe AB . . . 26

Figura 6: Comparac¸ ˜ao entre o rendimento de classes A, B e D . . . 28

Figura 7: Diagrama de blocos de um Classe D . . . 28

Figura 8: Conceito da topologia meia ponte . . . 29

Figura 9: Conceito da topologia ponte completa . . . 29

Figura 10: Modulac¸ ˜ao PWM de 2 n´ıveis . . . 31

Figura 11: Modulac¸ ˜ao PWM de 3 n´ıveis . . . 32

Figura 12: Modulac¸ ˜ao Delta-Sigma . . . 33

Figura 13: Filtro passivo de segunda ordem e filtro ativo de segunda ordem 38 Figura 14: (a) Filtro de uma sa´ıda e (b) Filtro balanceado . . . 39

Figura 15: Circuito de Bootstrap para um brac¸o da ponte . . . 45

Figura 16: Esquem ´atico de um optoacoplador . . . 46

Figura 17: Ilustrac¸ ˜ao do tempo morto . . . 48

Figura 18: Snubber em uma ponte completa . . . 49

Figura 19: Microcontrolador Piccolo TMS320F28069 . . . 51

Figura 20: Ilustrac¸ ˜ao da operac¸ ˜ao de um amplificador de instrumentac¸ ˜ao . 52 Figura 21: Circuito b ´asico de um amplificador de instrumentac¸ ˜ao . . . 53

Figura 22: Circuito equivalente simplificado de um alto-falante . . . 56

Figura 23: Curva de imped ˆancia de um alto-falante . . . 57

Figura 24: Diagrama da topologia escolhida . . . 58 Figura 25: Resposta no dom´ınio da frequ ˆencia do filtro de sa´ıda projetado 60

Figura 27: Pico de tens ˜ao negativa em func¸ ˜ao do resistor s ´erie . . . 64

Figura 28: Circuito utilizado para um optoacoplador . . . 66

Figura 29: Circuito utilizado para o amplificador de instrumentac¸ ˜ao . . . 68

Figura 30: Topologia Sallen-Key de um filtro ativo de 2a _{ordem . . . . 69}

Figura 31: Filtro Anti-Aliasing completo . . . 71

Figura 32: Simulac¸ ˜ao do filtro anti-aliasing de 4a ordem . . . 71

Figura 33: Circuito da fonte do amplificador . . . 73

Figura 34: Sinal de entrada modulado em 4 PWMs . . . 76

Figura 35: PWMs `a sa´ıda dos 6N137 . . . 76

Figura 36: PWMs de acionamento das 4 chaves IRF540 . . . 77

Figura 37: PWMs de acionamento das 4 chaves IRF540, referenciados ao terra . . . 77

Figura 38: Sa´ıda do amplificador com pot ˆencia nominal . . . 78

Figura 39: Sa´ıda do amplificador antes e depois do filtro . . . 78

Figura 40: PWM sobre o filtro de sa´ıda . . . 79

Figura 41: Ondas de tens ˜ao, corrente e pot ˆencia . . . 80

Figura 42: Amplificador implementado em seu gabinete . . . 80

Figura 43: Gabinete aberto . . . 81

Figura 44: Gabinete aberto destacando-se as placas componentes do am-plificador . . . 81

Figura 45: Sinal de entrada: onda senoidal 1 kHz . . . 82

Figura 46: Forma de onda na sa´ıda com carga nominal . . . 83

Figura 47: Forma de onda na sa´ıda sem carga . . . 84

Figura 48: Efici ˆencia em func¸ ˜ao da pot ˆencia de sa´ıda . . . 85

Figura 49: Perdas relativas em func¸ ˜ao da pot ˆencia de sa´ıda . . . 86

Figura 50: Relac¸ ˜ao sinal/ru´ıdo . . . 87

Figura 51: Resposta em frequ ˆencia do amplificador . . . 88

Figura 52: Sinal de ´audio ap ´os etapa de condicionamento . . . 90

Figura 54: Tempo morto dos PWMs 1A e 1B . . . 91

Figura 55: PWMs 1A e 1B na sa´ıda do optoacoplador . . . 92

Figura 56: PWMs 1A e 1B na sa´ıda do driver . . . 93

Figura 57: Padr ˜ao de resposta em frequ ˆencia para amplificadores . . . 102

Figura 58: N ´ucleo de ferrite tipo EE . . . 104

1 Par ˆametros para Projeto do Amplificador . . . 58

2 Perdas dos modelos de MOSFETs . . . 61

3 Perdas dos modelos de MOSFETs . . . 62

4 Rendimento do Amplificador . . . 85

5 THD do Amplificador . . . 90

6 Especificac¸ ˜oes dos par ˆametros do amplificador . . . 94

7 Par ˆametros t´ıpicos para dimensionamento dos indutores . . . 105

LISTA DE SIGLAS

ABNT Associac¸ ˜ao Brasileira de Normas T ´ecnicas AC Alternating Current

A/D Anal ´ogico/Digital

BJT Bipolar Junction Transistor

CA Corrente Alternada

CC Corrente Cont´ınua CI Circuito Integrado D/A Digital/Anal ´ogico

DC Direct Current

EMI Electromagnetic Field FET Field Effect Transistor

IEC International Electrotechnical Commission IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor

LED Light Emitting Diode

MOSFET Metal Oxide Semeconductor Field Effect Transistor NBR Norma Brasileira

PDM Pulse Density Modulation PWM Pulse Width Modulation THD Total Harmonic Distortion SDM Sigma-Delta Modulation

LC Indutivo-capacitivo Vo(s) Tens ˜ao de sa´ıda do filtro Vin(s) Tens ˜ao de entrada do filtro L Indut ˆancia do filtro

R Resist ˆencia da carga C Capacit ˆancia do filtro

ωc Frequ ˆencia de corte do filtro de sa´ıda em rad A0 Ganho de um filtro

fc Frequ ˆencia de corte do filtro de sa´ıda em Hz fr Frequ ˆencia de resson ˆancia do filtro de sa´ıda RDS(on) Static Drain-to-Source On-Resistance

k Par ˆametro constante relacionado ao RDS(on) de um MOSFET BVDSS Drain Source Breakdown Voltage

Pcond Perdas de conduc¸ ˜ao

IDef Corrente eficaz no MOSFET

Qg Carga do Gate

Pgate Pot ˆencia dissipada na porta do MOSFET VGS Tens ˜ao entre a porta e a fonte

fsw Frequ ˆencia de chaveamento

Qrr Base Diode Reverse Recovery Charge Pcom Perdas de comutac¸ ˜ao

Coss Capacit ˆancia entre dreno e fonte E Tens ˜ao de barramento

tf Tempo de descida da corrente tr Tempo de subida da corrente Ptotal Perdas totais

S2 Chave inferior do brac¸o 1 Cboot Capacitor de bootstrap

VDboot Queda de tens ˜ao no capacitor de bootstrap

Rsn Resistor do snubber Csn Capacitor do snubber D Raz ˜ao c´ıclica

RG Resistor de ganho do amplificador de instrumentac¸ ˜ao Acl Ganho de malha fechada

Rdc Resist ˆencia do fio que forma a bobina do alto-falante Ls Indut ˆancia do enrolamento da bobiba do alto-falante Cr Capacit ˆancia que representa o cone do alto-falante Lr Indut ˆancia que representa a suspens ˜ao do alto-falante

Rr Resist ˆencia que representa as perdas de suspens ˜ao no alto-falante VCA Tens ˜ao de Alimentac¸ ˜ao

POU T Pot ˆencia de Sa´ıda

η Rendimento

Vpp Tens ˜ao de pico a pico m ´Indice de Modulac¸˜ao Zo Imped ˆancia da Carga

Vruido,% Percentual de ru´ıdo que o filtro deixa passar VDS Tens ˜ao entre o dreno e a fonte

VB Sa´ıda de refer ˆencia do driver para o MOSFET superior Pin Pot ˆencia de entrada na fonte CC

f Frequ ˆencia da rede

Vmax Tens ˜ao de pico da sa´ıda da fonte CC Vmin Tens ˜ao m´ınima da sa´ıda da fonte CC

U_o,n0 Tens ˜ao do componente harm ˆonico analisado no c ´alculo da THD Uo Tens ˜ao da sa´ıda do amplificador para c ´alculo da THD

Pmed Pot ˆencia de sa´ıda do amplificador VRM S Tens ˜ao de sa´ıda para pot ˆencia nominal IRM S Corrente de sa´ıda para pot ˆencia nominal

S Sinal

N Ru´ıdo

A Amplitude das componentes de frequ ˆencia para c ´alculo do THD T HD + N Distroc¸ ˜ao harm ˆonica total + ru´ıdo

Kw Fator de utilizac¸ ˜ao da janela do carretal Bmax Densidade m ´axima de fluxo

Jmax Densidade m ´axima de corrent µo Permeabilidade magn ´etica do ar

Iopk Corrente de pico no indutor AeAw Produto das ´areas

N N ´umero de espiras do indutor Aw Area da janela´

Ae Area do entreferro´

Lt Comprimento m ´edio de uma espira Ve Volume do n ´ucleo

a Dist ˆancia entre janelas

b Largura da janela

h Altura da janela

d Profundidade do n ´ucleo

δcu Profundidade de penetrac¸ ˜ao no cobre

Amax Area m ´axima da sec¸ ˜ao transversal de um condutor´

Acond Area necess ´aria para conduzir a corrente eficar do indutor´ ncondutores N ´umero de condutores

SUM ´ARIO

1 INTRODUC¸ ˜AO . . . 19

1.1 MOTIVAC¸ ˜AO DO TRABALHO . . . 20

1.2 OBJETIVOS . . . 21

1.2.1 Objetivos Espec´ıficos . . . 21

1.3 APRESENTAC¸ ˜AO DA ESTRUTURA DO TRABALHO . . . 21

2 FUNDAMENTAC¸ ˜AO TE ´ORICA . . . 23 2.1 CLASSES DE AMPLIFICADORES . . . 23 2.1.1 Classe A . . . 23 2.1.2 Classe B . . . 24 2.1.3 Classe AB . . . 26 2.2 AMPLIFICADORES CLASSE D . . . 27 2.2.1 Principais Topologias . . . 28

2.2.2 Principais Modulac¸ ˜oes . . . 30

2.2.3 Acionamento Anal ´ogico e Digital . . . 34

2.2.4 Teorema de Nyquist-Shannon . . . 35

2.3 A NORMA ABNT NBR 60268-3 . . . 36

2.4 TOPOLOGIA ESCOLHIDA . . . 36

2.4.1 Modelo do Filtro . . . 37

2.4.1.1 Filtros Ativos versus Filtros Passivos . . . 37

2.4.1.2 Filtros de uma sa´ıda versus Filtros Balanceados . . . 38

2.4.1.3 Filtro Passivo e Balanceado . . . 39

2.4.2 Chaves Semicondutoras . . . 41

2.4.2.1 Par ˆametros e Perdas de MOSFETs . . . 42

2.4.3 Circuito de Acionamento . . . 44

2.4.4 Optoacoplador . . . 46

2.4.5 Tempo Morto . . . 47

2.4.6 Circuito de Aux´ılio a Comutac¸ ˜ao . . . 48

2.4.7 Microcontrolador Piccolo TMS320F28069 . . . 50

2.4.10 Fonte de Alimentac¸ ˜ao . . . 54

2.4.11 Carga (Alto-Falante) . . . 56

3 PROJETO DO AMPLIFICADOR . . . 58

3.1 PROJETO DO FILTRO DE SA´IDA . . . 59

3.2 ESCOLHA DAS CHAVES (MOSFETS) . . . 60

3.3 PROJETO DO CIRCUITO DE ACIONAMENTO DAS CHAVES . . . 62

3.4 ESCOLHA DOS OPTOACOPLADORES . . . 65

3.5 PROJETO DO CIRCUITO DE AUX´ILIO `A COMUTAC¸ ˜AO . . . 66

3.6 PROJETO DO CONDICIONAMENTO DE SINAIS . . . 66

3.6.1 Amplificador de Instrumentac¸ ˜ao . . . 67

3.6.2 Filtro Anti-Aliasing . . . 68

3.6.3 Buffer . . . 72

3.7 PROJETO DA FONTE DE ALIMENTAC¸ ˜AO . . . 72

3.8 ESCOLHA DA CARGA . . . 74

4 AN ´ALISE DE RESULTADOS . . . 75

4.1 RESULTADOS DE SIMULAC¸ ˜AO . . . 75

4.1.1 Modulac¸ ˜ao . . . 75

4.1.2 Optos e Drivers . . . 76

4.1.3 Formas de Onda da Sa´ıda . . . 78

4.2 RESULTADOS EXPERIMENTAIS DO PROT ´OTIPO . . . 80

4.2.1 Sensibilidade . . . 82

4.2.2 Pot ˆencia . . . 84

4.2.3 Efici ˆencia . . . 84

4.2.4 Relac¸ ˜ao Sinal/Ru´ıdo . . . 86

4.2.5 Resposta em Frequ ˆencia . . . 87

4.2.6 Distorc¸ ˜ao Harm ˆonica Total . . . 89

4.2.7 Resultados Complementares . . . 90

4.2.8 Especificac¸ ˜ao . . . 93

5 CONCLUS ˜OES . . . 95

AP ˆENDICE A - DEFINIC¸ ˜OES DE PAR ˆAMETROS . . . 100

A.1 POT ˆENCIA . . . 100

A.2 SENSIBILIDADE . . . 100

A.3 RELAC¸ ˜AO SINAL/RU´IDO . . . 101

A.4 RESPOSTA EM FREQU ˆENCIA . . . 101

A.5 DISTORC¸ ˜AO . . . 102

1 INTRODUC¸ ˜AO

O som ´e gerado quando um objeto vibra, fazendo com que o ar que est ´a ao seu redor seja deslocado (PIRES, 2010). Isto permite que o som seja criado por uma infinidade de diferentes vibrac¸ ˜oes. Todavia, o que permite que algum tipo de som emitido tenha import ˆancia ´e o fato do ouvido humano ter capacidade de capt ´a-lo e interpret ´a-lo. Biologicamente, o conceito da frequ ˆencia tem papel important´ıssimo, pois o ser humano n ˜ao ´e capaz de ouvir todas as frequ ˆencias. A faixa aud´ıvel do ser humano restringe-se, em m ´edia, entre 20 Hz e 20 kHz (RODRIGUES; COLLINO, 2008).

No decorrer do tempo, sinais de ´audio passaram a ser amplificados para suprir a necessidade de transmitir uma mensagem sonora para um maior n ´umero de pessoas em um mesmo lugar (RODRIGUES; COLLINO, 2008). Com isso, o desenvolvi-mento de amplificadores de ´audio passou a ganhar espac¸o.

Nas d ´ecadas passadas, os amplificadores de ´audio restringiam-se a apare-lhos de r ´adio e equipamentos profissionais de sonorizac¸ ˜ao para grandes espet ´aculos musicais. Na atualidade, por outro lado, os equipamentos de ´audio s ˜ao utilizados amplamente em outras aplicac¸ ˜oes, tais como: sonorizac¸ ˜ao dom ´estica, reproduc¸ ˜ao de m´ıdias digitais, telefonia m ´ovel, sonorizac¸ ˜ao automotiva, dentre outras. Os amplifi-cadores de ´audio est ˜ao embutidos em diversos aparelhos eletr ˆonicos. Grande parte destes dispositivos ´e m ´ovel, e isso leva `a necessidade de transformar o amplificador em um componente pequeno, leve e eficiente (RUMSEY; MCCORMICK, 2009).

A evoluc¸ ˜ao da eletr ˆonica anal ´ogica e digital, aumentou a demanda por am-plificadores, uma vez que reduziu o custo dos equipamentos, tornou-os mais compac-tos, mais eficientes e com maior densidade de pot ˆencia. A topologia do circuito ampli-ficador depende das caracter´ısticas desejadas para o equipamento. Caso o principal par ˆametro desejado seja alto rendimento, ent ˜ao um amplificador Classe D pode ser a melhor opc¸ ˜ao. Em contrapartida, caso busque-se a melhor fidelidade de reproduc¸ ˜ao de ´audio, o amplificador Classe A torna-se mais atrativo (SELF, 2002). Nas sec¸ ˜oes 2.1 e 2.2 ser ˜ao abordadas as principais topologias e aplicac¸ ˜oes dos amplificadores de

1.1 Motivac¸ ˜ao do Trabalho 20

1.1 MOTIVAC¸ ˜AO DO TRABALHO

As classes de amplificadores mais difundidas e utilizadas s ˜ao as que com-preendem os amplificadores chamados lineares, como A e AB. Elas s ˜ao t ˜ao populares, tanto por estarem h ´a mais tempo no mercado mostrando serem confi ´aveis, quanto pela caracter´ıstica de linearidade e fidelidade sonora que apresentam (RODRIGUES, 2008).

Os amplificadores chaveados, como o classe D, logo que foram desenvol-vidos deixavam muito a desejar na qualidade do som que apresentavam, principal-mente em func¸ ˜ao dos dispositivos semicondutores da ´epoca, os quais eram usados como chaves. Esses semicondutores operavam apenas em frequ ˆencias relativamente baixas, o que acarretava em mais complexidade ao processo de filtragem e maior distorc¸ ˜ao. Com a evoluc¸ ˜ao das chaves nos anos 80 e 90 e, consequentemente, o au-mento da frequ ˆencia de chaveaau-mento, o classe D passou a ter resposta com menores n´ıveis de distorc¸ ˜ao, o que o deixa interessante para as mais diversas aplicac¸ ˜oes.

O trabalho proposto consiste no desenvolvimento de um amplificador de ´audio classe D de baixa pot ˆencia, pronto para uso (n ˜ao necessita o uso de fontes e equipamentos auxiliares). Visa-se mostrar que com o uso de t ´ecnicas adequadas de modulac¸ ˜ao e demodulac¸ ˜ao do sinal, ´e poss´ıvel obter um amplificador com carac-ter´ısticas de rendimento, portabilidade e qualidade de ´audio satisfat ´orias para variadas aplicac¸ ˜oes. Um bom amplificador classe D pode tanto ser usado na amplificac¸ ˜ao de sons profissionais, onde devido `as grandes pot ˆencias necessita ser pequeno e leve, quanto para uso em um smartphone, por exemplo, onde a efici ˆencia ´e fator crucial, visto que ele opera com energia fornecida por uma bateria.

Outro fator que motivou o desenvolvimento deste trabalho ´e o aux´ılio `a produc¸ ˜ao de trabalhos futuros, fazendo-se a comparac¸ ˜ao de amplificadores lineares de mesmos par ˆametros com este chaveado. At ´e mesmo podem-se realizar compara-tivos com outro classe D, empregando uma t ´ecnica de modulac¸ ˜ao diferente, a fim de analisar as diverg ˆencias entre os modelos. Tais estudos podem ser baseados tanto em testes de bancada, buscando-se realizar a comparac¸ ˜ao de resultados el ´etricos, como testes de audic¸ ˜ao, onde a opini ˜ao dos ouvintes pode ser levada em conta.

1.2 OBJETIVOS

O objetivo geral deste trabalho ´e projetar e implementar um amplificador de ´audio classe D com 50 W de pot ˆencia, para uso como receiver, com um canal de sa´ıda, na configurac¸ ˜ao em ponte completa e respondendo para todas as frequ ˆencias aud´ıveis.

1.2.1 OBJETIVOS ESPEC´IFICOS

T ˆem-se como objetivos espec´ıficos do trabalho apresentado:

• Fazer a revis ˜ao bibliogr ´afica das topologias de amplificador classe D e das cha-ves semicondutoras;

• Analisar e projetar a fonte CC, o conversor CC/CA full bridge, os m ´odulos de acionamento (drivers) para as chaves e o filtro de sa´ıda;

• Fazer simulac¸ ˜oes num ´ericas computacionais das etapas projetadas; • Projetar e implementar os elementos magn ´eticos do amplificador; • Implementar e validar a simulac¸ ˜ao;

• Analisar os resultados com os par ˆametros e norma 60268-3/2010;

A Figura 1 apresenta o diagrama geral do projeto e o contexto onde ele enquadra-se.

ALTO FALANTE ENTRADAS DE ÁUDIO

COMUTADOR EQUALIZADOR AMPLIFICADOR

Figura 1: Diagrama contextual do trabalho. Fonte: Autoria pr ´opria.

1.3 APRESENTAC¸ ˜AO DA ESTRUTURA DO TRABALHO

1.3 Apresentac¸ ˜ao da Estrutura do Trabalho 22

• Cap´ıtulo 1: Introduc¸ ˜ao, como a apresentac¸ ˜ao do tema, a motivac¸ ˜ao que levou a este trabalho e os objetivos dele.

• Cap´ıtulo 2: Fundamentac¸ ˜ao Te ´orica, onde toda a teoria ´e abordada, desde as principais classes de amplificadores de ´audio, passando pelas principais carac-ter´ısticas do amplificador classe D, at ´e a topologia escolhida, com a caracterizac¸ ˜ao de cada item que a comp ˜oe. O conhecimento adequado das topologias e das func¸ ˜oes de cada componente ´e fundamental para o sucesso do projeto.

• Cap´ıtulo 3: Projeto do Amplificador, no qual ´e apresentado o passo a passo do projeto realizado com base no conhecimento te ´orico adquirido, simulac¸ ˜oes computacionais e testes de bancada.

• Cap´ıtulo 4: An ´alise de Resultados, que traz o equipamento que foi implemen-tado, junto com suas caracter´ısticas de resposta e resultados para os par ˆametros desejados al ´em das simulac¸ ˜oes num ´ericas.

• Cap´ıtulo 5: Conclus ˜ao, o qual define o que foi conclu´ıdo com o desenvolvimento deste trabalho.

• Cap´ıtulo 6: Ap ˆendices, em que s ˜ao mostrados conceitos sucintos dos princi-pais par ˆametros de avaliac¸ ˜ao da qualidade do ´audio e tamb ´em o projeto e a implementac¸ ˜ao dos indutores do filtro.

2 FUNDAMENTAC¸ ˜AO TE ´ORICA

Nesta sec¸ ˜ao ´e apresentado o embasamento te ´orico acerca das topologias, circuitos e componentes que formam o amplificador de ´audio, tanto de forma geral, quanto voltado ao amplificador Classe D.

2.1 CLASSES DE AMPLIFICADORES

Inicialmente foi desenvolvido o amplificador classe A. Por volta de 1950, surgiu o amplificador classe B. S ´o ent ˜ao, adotou-se nomenclaturas relativas ao com-portamento da corrente no est ´agio de sa´ıda, assim como sua linearidade. Essas no-menclaturas s ˜ao conhecidas como as classes de amplificadores (PIRES, 2010).

Novas classes foram surgindo com o avanc¸o dos estudos que buscavam melhorias de rendimento nos amplificadores, sem prejudicar seu desempenho em relac¸ ˜ao `a qualidade de ´audio. A seguir, apresenta-se as principais classes de am-plificadores que s ˜ao usadas para amplificac¸ ˜ao de ´audio na atualidade.

2.1.1 CLASSE A

O amplificador classe A particuliza-se por ser o amplificador com a melhor caracter´ıstica de linearidade. O ponto de polarizac¸ ˜ao em que o elemento amplificador opera ´e bem no centro da reta de carga, estrat ´egia essa que garante a linearidade do dispositivo e diminui a distorc¸ ˜ao na sa´ıda, segundo Cordel (2011). Esse fato tamb ´em faz as perdas serem elevadas, visto que sempre h ´a tens ˜ao e corrente, simultanea-mente, no transistor ou similar. No entanto, as maiores parcelas de perdas s ˜ao devido `a corrente de polarizac¸ ˜ao, que mesmo quando a fonte sonora est ´a desativada ou em n´ıvel nulo, circula pelo circuito com valor elevado (em torno de metade do valor da corrente m ´axima de carga), dissipando energia tamb ´em nos resistores do circuito de polarizac¸ ˜ao.

A efici ˆencia m ´axima te ´orica do amplificador classe A ´e em torno de 50% (quando utilizado um transformador para o acoplamento com a carga), mas na pr ´atica esse percentual dificilmente ultrapassa os 25% (BOYLESTAD; NASHELSKY, 2004). Isso

2.1 Classes de Amplificadores 24

o torna um amplificador invi ´avel para aplicac¸ ˜oes de grandes pot ˆencias. Al ´em do mais, toda a energia que n ˜ao ´e aproveitada ´e transformada em calor, necessitando a utilizac¸ ˜ao de muitos dissipadores, o que implica em maior custo, tamanho e peso

(BORTONI, 2012).

A Figura 2 mostra o diagrama b ´asico mais utilizado do amplificador classe A. Utiliza um transistor BJT na configurac¸ ˜ao emissor-comum. H ´a tamb ´em amplifica-dores que utilizam v ´alvulas ou dispositivos FET.

R2 C1 RE RL R1 C2 IN+ 0V IN-VOUT VCC

Figura 2: Circuito do amplificador classe A.

Fonte: Adaptado de (BOYLESTAD; NASHELSKY, 2004).

2.1.2 CLASSE B

A Figura 3 traz o esquema b ´asico do amplificador classe B. De acordo com Peccerini (2016), os amplificadores classe B s ˜ao amplificadores que surgiram devido `a necessidade de melhorar o rendimento dos amplificadores classe A, o qual dissi-pava muita energia em forma de calor. Os amplificadores classe B s ˜ao caracterizados por n ˜ao possu´ırem corrente de polarizac¸ ˜ao nos transistores de sa´ıda. Cada transistor conduz durante somente um ciclo, positivo ou negativo, dependendo da polarizac¸ ˜ao efetuada no transistor. Conduz, portanto, durante somente 180 graus, sendo que os 50% restantes do per´ıodo ele est ´a no modo de corte, n ˜ao dissipando energia, ideal-mente.

+Vcc

-Vcc

Figura 3: Circuito do amplificador classe B. Fonte: Adaptado de (BORTONI, 2012).

Devido `a necessidade de um n´ıvel de tens ˜ao m´ınimo para polarizar os tran-sistores e estes comec¸arem a conduzir, a distorc¸ ˜ao que ´e provocada na sa´ıda ´e co-nhecida como distorc¸ ˜ao de cruzamento por zero ou efeito crossover. Ela ´e um n´ıvel morto na faixa de tens ˜ao positiva e negativa do sinal, com amplitude igual `a tens ˜ao de polarizac¸ ˜ao do dispositivo amplificador (SCHWAAB, 2012). O amplificador classe B ´e, normalmente, mais eficiente que o amplificador classe A, com rendimento aproxi-mado de 78,5%. Por outro lado, o amplificador classe B apresenta maior distorc¸ ˜ao em func¸ ˜ao do efeito de cruzamento por zero. Quando trata-se de grandes n´ıveis de sinais, ou seja, grandes pot ˆencias, a distorc¸ ˜ao ´e relativamente pequena devido ao sinal ser muito maior que os harm ˆonicos gerados. A Figura 4 mostra esse efeito.

V

t

Figura 4: Distorc¸ ˜ao de cruzamento por zero no am-plificador classe B.

2.1 Classes de Amplificadores 26

2.1.3 CLASSE AB

Os amplificadores classe AB foram desenvolvidos de modo `a aliar o que apresentam de melhor os amplificadores classes A e B. Reuniu-se o princ´ıpio de fun-cionamento do classe A, que amplifica o sinal sem introduzir-lhe n ˜ao linearidades, juntamente com o do classe B, que utiliza dois dispositivos para amplificar o sinal, cada qual em um ciclo, proporcionando um alto rendimento (ELIOTT, 2014) Realiza-se

isso mantendo os dois dispositivos ligados simultaneamente, por um curto per´ıodo de tempo. Isso garante que cada um deles conduza por mais de 180 graus, sobrepondo-se no momento que a onda cruza o zero, eliminando assim o efeito crossover e re-construindo o sinal original de maneira fiel.

O rendimento do amplificador classe AB aproxima-se de 75%, bem pr ´oximo do valor alcanc¸ado pelo classe B, mas sem o preju´ızo da distorc¸ ˜ao que este introduz no sinal de sa´ıda (PECCERINI, 2016). Esse alto rendimento deve-se ao fato de a cor-rente de polarizac¸ ˜ao, difecor-rentemente do classe A, ser a m´ınima poss´ıvel para manter o dispositivo amplificador ligado. A Figura 5 apresenta o circuito b ´asico do amplificador classe AB.

+Vcc

-Vcc

Vbias

Vbias

Figura 5: Circuito do amplificador classe AB. Fonte: Adaptado de (BORTONI, 2012).

2.2 AMPLIFICADORES CLASSE D

Surgidos em meados dos anos 1960, os amplificadores Classe D, conhe-cidos como amplificadores chaveados, operam de maneira totalmente diferente das outras classes at ´e ent ˜ao discutidas. Os transistores de sa´ıda funcionam como chaves, comutando entre os modos de saturac¸ ˜ao e corte. Por ´em, devido `as interfer ˆencias de frequ ˆencia de r ´adio e a falta de dispositivos com capacidade de chaveamento r ´apida, este modelo n ˜ao teve muito sucesso na ´epoca de sua criac¸ ˜ao. Somente a partir da d ´ecada de 1970 e 1980, com a chegada ao mercado dos dispositivos FET (Field Effect Transistor - Transistor de Efeito de Campo) e MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor - Transistor de Efeito de Campo Metal - ´Oxido - Semicondutor),

´e que este amplificador passou a ser vi ´avel (ELIOTT, 2014).

Os amplificadores classe D se destacavam pela sua alta efici ˆencia em ta-manhos muito pequenos. Por outro lado, sua baixa fidelidade ao sinal de entrada de ´audio sempre foi motivo de hesitac¸ ˜ao ao uso deste tipo de amplificador. Este quesito tem sido aperfeic¸oado continuamente desde o fim dos anos 1990, utilizando-se t ´ecnicas mais modernas de modulac¸ ˜ao, chaveamento e demodulac¸ ˜ao (TAVARES, 2010).

Idealmente toda a pot ˆencia que entra no amplificador classe D ´e aplicada na sa´ıda, j ´a que quando a chave est ´a no modo de saturac¸ ˜ao a tens ˜ao ´e virtualmente zero e no estado de corte a corrente que passa pela chave ´e zero. Isso de fato n ˜ao ocorre, devido a pequenas dissipac¸ ˜oes e n ˜ao idealidades das chaves semicondutoras. Mesmo assim, o rendimento dos amplificadores classe D fica em torno de 90%, o que requer menos pot ˆencia fornecida pela fonte e menos dissipadores de calor para um amplificador de mesma pot ˆencia que um linear (CORDEL, 2011). A Figura 6 mostra a comparac¸ ˜ao entre a m ´edia de rendimento dos amplificadores das classes A, B e D.

No amplificador classe D anal ´ogico mais simples, os sinais de comando das chaves s ˜ao gerados a partir da comparac¸ ˜ao do sinal de entrada a uma onda triangular, de frequ ˆencia v ´arias vezes superior `a m ´axima frequ ˆencia aud´ıvel. O resultado dessa comparac¸ ˜ao ´e um sinal modulado (retangular), que possui largura vari ´avel e proporci-onal ao valor da amplitude do sinal de entrada. A frequ ˆencia do sinal triangular ´e o que determina a frequ ˆencia de chaveamento. O sinal modulado ´e primeiramente amplifi-cado para ent ˜ao ser usado no controle das chaves. As chaves reproduzem esse sinal sobre a carga, por ´em com uma amplitude muito maior. Para recuperar o sinal origi-nal da entrada do amplificador (processo chamado de demodulac¸ ˜ao), um filtro passa

2.2 Amplificadores Classe D 28

baixa remove as componentes de alta frequ ˆencia devido ao chaveamento e demais ru´ıdos e perturbac¸ ˜oes. Esse princ´ıpio ´e chamado de Modulac¸ ˜ao PWM (Pulse Width Modulation - Modulac¸ ˜ao por Largura de Pulso). A Figura 7 apresenta o diagrama de blocos de um amplificador Classe D desse modelo.

Classe A Classe B Classe D Po/Po(MAX) Rendim ento - ✁ (%) 0 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

Figura 6: Comparac¸ ˜ao entre o rendimento de classes A, B e D. Fonte: Adaptado de (TAVARES, 2010).

PWM Sinal de Entrada

Onda Triangular

Comparador

Comando e

Chaveamento Filtro Passa-baixa Alto Falante

Figura 7: Diagrama de blocos do projeto. Fonte: Autoria pr ´opria.

H ´a tamb ´em os processos de modulac¸ ˜ao Delta-Sigma e modulac¸ ˜ao Auto-Oscilante, os quais ser ˜ao abordados mais adiante neste trabalho.

2.2.1 PRINCIPAIS TOPOLOGIAS

Ao dar-se in´ıcio ao desenvolvimento do projeto de um amplificador classe D, um dos primeiros passos ´e a escolha da topologia a ser empregada. Ela determinar ´a o modo de funcionamento do circuito, os requisitos b ´asicos de alimentac¸ ˜ao e quais componentes ser ˜ao necess ´arios. A selec¸ ˜ao da topologia ´e efetuada com base na aplicac¸ ˜ao e no n´ıvel de pot ˆencia exigido (HEERDT, 1997).

topolo-gias: a half bridge (meia ponte) e a full bridge (ponte completa) (PIRES, 2010). A Figura 8 apresenta o conceito da topologia de meia ponte e a Figura 9 apresenta o conceito da topologia de ponte completa.

L C Driver Superior Driver Inferior Q Q Q1 Modulador de Largura de Pulso Entrada +Vcc -Vcc Q2 Filtro

Figura 8: Conceito da topologia meia ponte. Fonte: Adaptado de (RODRIGUES, 2008).

L C Driver Superior Driver Inferior Q Q Q1 Modulador de Largura de Pulso Entrada Q2 L Driver Superior Driver Inferior +Vcc C Q3 Q4 Filtro Filtro

Figura 9: Conceito da topologia ponte completa. Fonte: Adaptado de (RODRIGUES, 2008).

A topologia meia ponte torna-se interessante para uso em baixas pot ˆencias, devido principalmente ao seu alt´ıssimo rendimento (mais de 90%) (SCHWAAB, 2012).

Possui apenas um brac¸o com duas chaves complementares, o que reduz o n ´umero de componentes no geral, como circuitos de acionamento, chaves e dissipadores. Isso faz com que o circuito seja compacto. Para aplicac¸ ˜oes nas quais o tamanho reduzido

´e fundamental, essa ´e uma importante caracter´ıstica.

O conversor na topologia meia ponte necessita alimentac¸ ˜ao sim ´etrica, o que depende da fonte que alimentar ´a o sistema e pode ser um problema. Nessa topologia pode ocorrer o fen ˆomeno de bus pumping, que ´e a devoluc¸ ˜ao `a fonte de alimentac¸ ˜ao da energia armazenada pela carga com caracter´ıstica indutiva (alto

fa-2.2 Amplificadores Classe D 30

lante). Esse fen ˆomeno pode levar ao incremento da tens ˜ao sobre a carga, podendo causar danos ao alto falante, ao conversor e `a pr ´opria fonte de alimentac¸ ˜ao ( RODRI-GUES, 2008).

A topologia ponte completa ´e melhor em termos de qualidade de ´audio. ´E constitu´ıda por dois brac¸os. Em cada brac¸o est ˜ao dispostas duas chaves operando em modo complementar. Os amplificadores de ponte completa apresentam a desvanta-gem de possuirem mais componentes envolvidos na sua construc¸ ˜ao. Em contraponto, com apenas metade da tens ˜ao de alimentac¸ ˜ao, fornece a mesma pot ˆencia que um conversor meia ponte. Essa caracter´ıstica ´e extremamente importante pelo fato que chaves semicondutoras com as caracter´ısitcas de chaveamento desejadas, s ˜ao mais f ´aceis de serem encontradas com limites de tens ˜ao de at ´e 150 V. Devido a isso os amplificadores de alta pot ˆencia usam essa topologia (CORDEL, 2011).

Outra vantagem da topologia ponte completa ´e que ela n ˜ao est ´a suscept´ıvel ao fen ˆomeno de bus pumping. Tamb ´em funciona com alimentac¸ ˜ao unipolar, n ˜ao re-querendo uma fonte sim ´etrica. A configurac¸ ˜ao ponte completa possui conveniente-mente um estado off (desligado), durante o qual os dois lados da ponte est ˜ao em n´ıvel alto ou baixo, criando uma diferenc¸a de potencial nula sobre a carga. Isso possi-bilita melhores t ´ecnicas de modulac¸ ˜ao, como por exemplo o PWM de tr ˆes n´ıveis (ser ´a discutido na sequ ˆencia) que resulta em um menor filtro de sa´ıda (SCHWAAB, 2012).

2.2.2 PRINCIPAIS MODULAC¸ ˜OES

Modulac¸ ˜ao ´e definida como sendo o processo no qual a onda portadora so-fre variac¸ ˜oes de alguma caracter´ıstica, de acordo com o sinal que cont ´em a informac¸ ˜ao

(PIRES, 2010). O est ´agio de modulac¸ ˜ao de um amplificador classe D tem uma

in-flu ˆencia muito grande no sistema, visto que ele inin-fluencia fundamentalmente a qua-lidade de sa´ıda do amplificador. E o primeiro est ´agio que comp ˜oe o amplificador.´ Qualquer informac¸ ˜ao perdida ou mal modulada neste est ´agio ir ´a criar distorc¸ ˜ao na sa´ıda do equipamento, reduzindo a fidelidade do ´audio de sa´ıda.

Existem muitas t ´ecnicas de modulac¸ ˜ao que podem ser consideradas opc¸ ˜oes na hora de projetar um amplificador de ´audio classe D. As usadas na pr ´atica conden-sam a informac¸ ˜ao do sinal de ´audio em um trem de pulsos, os quais tem sua largura, densidade ou outra caracter´ıstica variada de acordo com a amplitude do ´audio (

MO-REY; VASUDEVAN; WOLOSCHIN, 2008). Entretanto, algumas delas s ˜ao mais vi ´aveis que

em considerac¸ ˜ao esses fatores, tr ˆes t ´ecnicas se sobressaem: • Modulac¸ ˜ao por Largura de Pulso (PWM)

• Modulac¸ ˜ao Delta-Sigma (SDM) • Modulac¸ ˜ao Auto-Oscilante

A Modulac¸ao PWM ´e a mais simples de todas. Consiste na t ´ecnica em que a amplitude do sinal de entrada ´e representada atrav ´es da raz ˜ao c´ıclica do sinal de sa´ıda, sendo geralmente de dois, tr ˆes ou mais n´ıveis. Embora existam muitas ma-neiras de realiz ´a-la, a mais comum ´e gerar um sinal PWM atrav ´es da comparac¸ ˜ao do sinal modulante (sinal de ´audio) com uma onda portadora. Na maiora das vezes a onda portadora ´e uma triangular de alta frequ ˆencia. O resultado da comparac¸ ˜ao ser ´a uma onda quadrada de largura de pulso vari ´avel de dois n´ıveis. A Figura 10 mostra o princ´ıpio b ´asico dessa modulac¸ ˜ao (MOREY; VASUDEVAN; WOLOSCHIN, 2008).

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2 ✁ 2 ✁ 1 0 1 2 Entrada Triangular 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2 1 0 1 2 3 4 5 6 PWM

Figura 10: Modulac¸ ˜ao PWM de 2 n´ıveis. Fonte: Adaptado de (ELIOTT, 2014).

Pode ser visto na Figura 10 que quando o sinal de ´audio possui uma am-plitude maior do que o sinal de refer ˆencia, a sa´ıda ´e um n´ıvel l ´ogico alto e a raz ˜ao c´ıclica do PWM ´e maior por mais tempo. Na situac¸ ˜ao oposta, a sa´ıda ´e um n´ıvel l ´ogico baixo. Isso cria um sinal que representa instantaneamente a amplitude do sinal de entrada anal ´ogico, atrav ´es da largura do pulso no sinal da sa´ıda. Para aplicac¸ ˜ao

2.2 Amplificadores Classe D 32

em ´audio, ´e recomendado que a amplitude da portadora seja maior que a amplitude do sinal modulante, de modo que o ´ındice de modulac¸ ˜ao fique menor que a unidade. Isso ´e importante para obter-se um sinal PWM fiel ao sinal original, sem perdas de informac¸ ˜ao durante a modulac¸ ˜ao (TAVARES, 2010).

No caso da modulac¸ ˜ao de 3 n´ıveis (a qual n ˜ao ´e poss´ıvel de implementar na topologia meia ponte), a comparac¸ ˜ao d ´a-se de maneira um pouco mais elaborada. Para sinais de ´audio maiores que 0, a sa´ıda da comparac¸ ˜ao varia entre n´ıveis alto (+Vcc) e baixo (zero), de forma similar `a descrita na modulac¸ ˜ao de dois n´ıveis, por ´em esse PWM comanda somente o primeiro brac¸o da ponte. O PWM comanda direta-mente a chave superior, enquando o PWM negado comanda a chave inferior. Para sinais de ´audio menores que 0, a comparac¸ ˜ao resulta em n´ıveis de sa´ıda alto (zero) e baixo (-Vcc). Esse sinal juntamente com o seu complemento s ˜ao usados para operar o segundo brac¸o da ponte.

A Figura 11 mostra em resumo as ondas do PWM de 3 n´ıveis.

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2 −2 −1 0 1 2 Entrada Triangular 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2 −6 −4 −2 0 2 4 6 PWM 3 Níveis

Figura 11: Modulac¸ ˜ao PWM de 3 n´ıveis. Fonte: Adaptado de (LEACH, 2001).

Essa modulac¸ ˜ao em 3 n´ıveis permite que as variac¸ ˜oes de tens ˜ao sobre `a chave sejam metade daquelas sofridas na t ´ecnica de 2 n´ıveis; em vez de excursionar entre +Vcc e -Vcca cada comutac¸ ˜ao, o PWM varia entre uma delas e zero. Isso diminui a taxa de variac¸ ˜ao de tens ˜ao necess ´aria `as chaves e aos drivers, al ´em de impor um regime de trabalho mais ameno ao filtro. Isso ajuda muito na hora de projet

´a-lo, permitindo o uso de um esquema de demodulac¸ ˜ao menos complexo. O espectro harm ˆonico obtido dessa modulac¸ ˜ao tamb ´em ´e uma vantagem, pois as componentes harm ˆonicas de chaveamento se concentram mais distante banda de ´audio.

Outra t ´ecnica bastante utilizada ´e a chamada Modulac¸ ˜ao Delta-Sigma (SDM), tamb ´em conhecida como Modulac¸ ˜ao por Densidade de Pulsos (PDM). Esse modo de modular o sinal, j ´a mais complexo que o PWM, apresenta o valor m ´edio do sinal anal ´ogico de ´audio na forma de pulsos em um dado intervalo de tempo. Quanto mais pulsos se concentrarem em um dado per´ıodo, maior a amplitude do sinal. Um ´unico pulso n ˜ao pode determinar a amplitude do sinal por si s ´o, mas sim, uma quantizac¸ ˜ao de pulsos determinada pelo clock. Isso dificulta o aparecimento de erros de modulac¸ ˜ao

(PIRES, 2010).

Essa t ´ecnica de modulac¸ ˜ao requer um circuito que contenha um amplifi-cador operacional e um flip-flop tipo D, al ´em de elementos passivos, como visto na Figura 12. D CLK Q Q Sinal de Clock Saída Modulada R1 C R2 Sinal de Áudio Vcc Vee

Figura 12: Modulac¸ ˜ao Delta-Sigma. Fonte: Adaptado de (SCHWAAB, 2012).

Nesta configurac¸ ˜ao, o amplificador operacional funciona como integrador, inversor e somador. Quanto maior a variac¸ ˜ao da entrada, maior ser ´a a variac¸ ˜ao dos n´ıveis de tens ˜ao na sa´ıda do flip-flop (SCHWAAB, 2012).

Para a modulac¸ ˜ao sigma-delta, a maior parte da energia do chaveamento de alta frequ ˆencia aparece no espectro distribu´ıda ao longo de uma larga faixa de frequ ˆencias, e n ˜ao concentrada em valores m ´ultiplos da frequ ˆencia de chaveamento, como ocorre na modulac¸ ˜ao PWM. Isso d ´a `a modulac¸ ˜ao delta-sigma vantagens sobre o PWM, como por exemplo a filtragem dessas componentes indesej ´aveis (GAALAAS, 2006). Por ´em, essa modulac¸ ˜ao de 1 bit n ˜ao ´e empregada substancialmente em am-plificadores classe D porque esse modulador ´e perfeitamente est ´avel at ´e um n´ıvel de modulac¸ ˜ao de no m ´aximo 50%. Al ´em disso, s ˜ao necess ´arias no m´ınimo 64 amostras

2.2 Amplificadores Classe D 34

para quantizac¸ ˜ao, o que tornaria o chaveamento incrivelmente r ´apido, exigindo com-ponentes e circuitos muito mais elaborados, al ´em da perda de efici ˆencia devido as perdas de chaveamento tornarem-se maiores (MOREY; VASUDEVAN; WOLOSCHIN, 2008). Similarmente, existe a modulac¸ ˜ao auto-oscilante. Recentemente esta t ´ecnica passou a ser empregada no desenvolvimenteo de amplificadores. Esse tipo de modulac¸ ˜ao usa uma malha de realimentac¸ ˜ao, cujas caracter´ısitcas determinam a frequ ˆencia do modulador (em vez de um clock ) (GAALAAS, 2006).

Essa modulac¸ ˜ao ´e basicamente uma vers ˜ao anal ´ogica do modulador delta-sigma. A diferenc¸a ´e que em vez de ser usado um flip-flop para gerar o atraso, o sinal de realimentac¸ ˜ao ´e retirado depois das chaves, o que acarreta em um atraso natural do circuito, proveniente do tempo de propagac¸ ˜ao dos circuitos de acionamento e dos tempos de subida e descida das chaves (SCHWAAB, 2012). ´E poss´ıvel obter excelente qualidade de ´audio grac¸as `a realimentac¸ ˜ao. Por outro lado, a frequ ˆencia de chaveamento vari ´avel em func¸ ˜ao do sinal de entrada, torna dif´ıcil fazer o sincronismo com outros circuitos chaveados, conectar o sistema com fontes de ´audio digitais, al ´em da complexidade de sintonizar o filtro demodulador (GAALAAS, 2006).

2.2.3 ACIONAMENTO ANAL ´OGICO E DIGITAL

Muitas pessoas acreditam que a letra D que determina a classe de ampli-ficadores chaveados (classe D) seja um indicador de que se trata de um amplificador digital. Isso ´e incorreto. A letra D, como j ´a mencionado, apenas representa a classe do amplificador, e ´e usada devido ao fato de que na ´epoca de sua concepc¸ ˜ao, era a pr ´oxima letra dispon´ıvel no alfabeto para designar uma classe de amplificador. Exis-tem tanto amplificadores classe D anal ´ogicos quanto digitais (CELLIER et al., 2009).

O amplificador anal ´ogico ´e aquele em que a modulac¸ ˜ao ´e feita atrav ´es de componentes anal ´ogicos, tais como comparadores, flip-flops, dentre outros. J ´a o am-plificador digital recebe o sinal de ´audio digitalmente ou atrav ´es de um conversor A/D (anal ´ogico para digital) o qual transforma o sinal em bits desde a entrada, e o pro-cessa totalmente de forma digital, atrav ´es de um microcontrolador ou microproces-sador, podendo-se aplicar v ´arias t ´ecnicas de modulac¸ ˜ao atrav ´es de linhas de c ´odigo

(KULKA, 2007).

Os amplificadores digitais s ˜ao preferencialmente empregados onde o ´audio j ´a est ´a em formato digital. Isso economiza o processo de convert ˆe-lo em anal ´ogico, simplificando o circuito e aumentando a efici ˆencia. Nesse caso, a partir do sinal bin ´ario

s ˜ao gerados os pulsos que posteriormente ir ˜ao acionar as chaves com a modulac¸ ˜ao que for implementada. O sistema digital n ˜ao necessita da gerac¸ ˜ao da onda portadora (triangular) para refer ˆencia, o que ´e uma das etapas mais trabalhosas de serem ajusta-das em um amplificador anal ´ogico. Por ´em, dependendo da velocidade do processador e da resoluc¸ ˜ao do conversor A/D, a precis ˜ao na hora de realizar a convers ˜ao do sinal anal ´ogico para digital pode ser baixa, levando a distorc¸ ˜oes no est ´agio de sa´ıda do amplificador (STARK, 2007).

Os est ´agios de acionamento das chaves, etapas de pot ˆencia e de filtra-gem continuam iguais para os dois modelos, visto que n ˜ao ´e poss´ıvel encontrar um conversor D/A (digital para anal ´ogico) para pot ˆencia al ´em de n´ıveis de sinal.

2.2.4 TEOREMA DE NYQUIST-SHANNON

O Teorema da amostragem de Nyquist- Shannon, ou simplesmente Teo-rema de Nyquist, ´e extTeo-remamente importante na ´area de telecomunicac¸ ˜oe e proces-samento de sinais. Amostragem ´e definida como o sendo o processo que converte um sinal cont´ınuo no tempo em valores discretos. O teorema baseia o desenvolvimento de codificadores de sinais anal ´ogicos para sinais digitais (CASTRO, 2008).

Segundo este teorema, a quantidade de amostras colhidas por unidade de tempo de um sinal de banda limitada (conhecida como frequ ˆencia ou taxa de amostragem) necessita ser maior que duas vezes a maior frequ ˆencia contida no si-nal asi-nal ´ogico que est ´a sendo amostrado. Isso ´e necess ´ario para que o sisi-nal seja reproduzido totalmente, sem erro de aliasing (LSHAUEN, 2000).

A metade da taxa de amostragem ´e conhecida como frequ ˆencia de Nyquist e ´e a m ´axima frequ ˆencia do sinal que pode ser amostrado e reproduzido. Para garantir que o sinal n ˜ao contenha frequ ˆencias acima desse limiar, utiliza-se um filtro passa-baixa, tamb ´em conhecido para essa aplicac¸ ˜ao como filtro anti-aliasing, o qual ser ´a descrito posteriormente (TATEOKI, 2009).

Sabe-se por ´em que a condic¸ ˜ao m´ınima que o teorema apresenta n ˜ao ´e a ideal para a reconstruc¸ ˜ao de sinais que exigem alta fidelidade. Assim, o projetista deve fazer um balanc¸o entre o n ´umero de amostras retiradas do sinal e a largura de banda que ocupar ´a, para obter um n´ıvel de qualidade de reproduc¸ ˜ao satisfat ´orio para sua aplicac¸ ˜ao, sem tornar o sistema lento devido a uma superamostragem.

2.3 A norma ABNT NBR 60268-3 36

2.3 A NORMA ABNT NBR 60268-3

A partir da definic¸ ˜ao da classe de amplificador a ser desenvolvido e de seus objetivos, buscou-se normativas para orientar os par ˆametros que deveriam ser determinados, seus limites e como fazer suas medic¸ ˜oes.

A norma ABNT NBR IEC 60268 intitulada ”Equipamentos de sistemas de som”, possui um volume chamado ”Amplificadores”, o terceiro volume. Trata dos am-plificadores anal ´ogicos de ´audio das classes A, B, AB e D, ou seja, os mais difundidos. Determina quais especificac¸ ˜oes devem ser apresentadas junto ao produto, bem como a forma de c ´alculo e medic¸ ˜ao desses mesmos par ˆametros tanto em amplificadores de uso profissional como dom ´estico. Passou a ser v ´alida a partir de 06/2010 e teve sua ´ultima correc¸ ˜ao realizada em 05/2011 (ABNT, Associac¸ ˜ao Brasileira de Normas T ´ecnicas, 2010).

A norma indica m ´etodos de medic¸ ˜ao de par ˆametros, bem como suas definic¸ ˜oes, que v ˜ao desde tens ˜ao de alimentac¸ ˜ao, n´ıveis e caracter´ısticas que o si-nal de entrada deve ter (sensibilidade), passando por medic¸ ˜ao de pot ˆencia em func¸ ˜ao de variadas condic¸ ˜oes de uso, efici ˆencia do conjunto, at ´e n´ıveis de ru´ıdo e distorc¸ ˜ao da sa´ıda. Um desses par ˆametros ´e do THD (Total Harmonic Distortion - Distorc¸ ˜ao Harm ˆonica Total). A norma n ˜ao traz valores definidos que devem ser respeitados. Portanto, o limiar do projeto em relac¸ ˜ao `a distorc¸ ˜ao do sinal de sa´ıda ser ´a n ˜ao ultra-passar o THD de 10%. A relac¸ ˜ao sinal/ru´ıdo da sa´ıda do amplificador tamb ´em ser ´a analisada.

2.4 TOPOLOGIA ESCOLHIDA

Na hora de dar in´ıcio ao projeto, ´e preciso decidir sobre as caracter´ısticas b ´asicas do amplificador que ir ˜ao nortear o desenvolvimento do projeto at ´e o fi-nal. Precisa-se escolher a topologia do amplificador classe D, o tipo de modulac¸ ˜ao, pot ˆencia de sa´ıda, dentre outras.

A topologia escolhida ´e a de ponte completa, pois tamanho n ˜ao ´e um fator crucial no desenvolvimento deste prot ´otipo e ela apresenta in ´umeras vantagens em relac¸ ˜ao `a topologia meia ponte, as quais j ´a foram discutidas previamente.

O tipo de modulac¸ ˜ao escolhida ´e o PWM de tr ˆes n´ıveis, visto que sua implementac¸ ˜ao ´e poss´ıvel pelo uso da topologia ponte completa. Essa modulac¸ ˜ao fa-cilita o projeto do filtro, garante melhor qualidade de ´audio, al ´em de um menor esforc¸o

sobre as chaves e filtro.

O amplificador deve ter resposta de frequ ˆencia plana na banda que com-preende o espectro aud´ıvel, ter apenas um canal de sa´ıda que fornec¸a pot ˆencia de 50 W para uma carga de 8 Ω.

A seguir, haver ´a uma an ´alise te ´orica sobre cada m ´odulo componente do amplificador de ´audio classe D em quest ˜ao.

2.4.1 MODELO DO FILTRO

Uma das maneiras mais f ´aceis de determinar a qualidade de qualquer am-plificador de ´audio ´e atrav ´es da medic¸ ˜ao da n´ıvel de ru´ıdo presente na sa´ıda dele. Em amplificadores de ´audio em que efici ˆencia e qualidade s ˜ao fatores importantes, isso acentua-se ainda mais, visto que ru´ıdo representa perdas de energia al ´em de degra-dar a qualidade do ´audio final. Os amplificadores de ´audio classe D s ˜ao extremamente suscept´ıveis a ru´ıdos, devido `a sua caracter´ıstica de amplificador chaveado (MOREY;

VASUDEVAN; WOLOSCHIN, 2008).

Nesse amplificador, o est ´agio de filtragem ´e um dos mais importantes, por-que ´e onde a demodulac¸ ˜ao do sinal de sa´ıda da etapa de pot ˆencia ´e realizada. Caso n ˜ao seja realizada uma demodulac¸ ˜ao adequada do sinal, informac¸ ˜ao ser ´a perdida e a qualidade do ´audio na sa´ıda do amplificador ser ´a insatisfat ´oria. Dependendo do tipo de modulac¸ ˜ao utilizada, o filtro sofre ajuste em seus par ˆametros de projeto e monta-gem (TAVARES, 2010).

Ele deve deixar passar as frequ ˆencia que situam-se dentro da banda do sinal de ´audio e atenuar as frequ ˆencias de chaveamento do modulador, portanto, deve ser um filtro passa baixa (SCHWAAB, 2012). Dentre as v ´arias topologias de filtros exis-tentes, deve-se primeiramente fazer algumas diferenciac¸ ˜oes b ´asicas.

2.4.1.1 FILTROS ATIVOS VERSUS FILTROS PASSIVOS

A primeira decis ˜ao a ser tomada na hora de projetar um filtro ´e se ele ser ´a um filtro ativo ou passivo. Para altas frequ ˆencias (maiores que 1 MHz), os filtros s ˜ao geralmente constitu´ıdos de elementos passivos, como capacitores, indutores e resis-tores. Por ´em, para frequ ˆencias mais baixas (de 1 Hz at ´e 1 MHz) o valor da indut ˆancia fica muito grande, assim como o pr ´oprio indutor. Isso torna dif´ıcil sua implementac¸ ˜ao, tanto pelo fator econ ˆomico como para manter o circuito compacto. Nesse caso, opta-se por circuitos de filtros ativos (KUGELSTADT, 2008).

2.4 Topologia Escolhida 38

Filtros ativos usam elementos ativos (como amplificadores operacionais e transistores) associados a resistores e capacitores para fornecer resposta semelhante a dos filtros que usam indutores. Os filtros ativos tamb ´em podem possuir ganho maior que o unit ´ario e possuir maior precis ˜ao (MOREY; VASUDEVAN; WOLOSCHIN, 2008). A

Figura 13 apresenta o modelo b ´asico de um filtro passa baixa passivo e outro ativo, ambos de segunda ordem.

Vout Vin Vin Vout L C R R1 R2 C1 C2

Figura 13: Filtro passivo de segunda ordem e filtro ativo de segunda ordem. Fonte: Adaptado de (KUGELSTADT, 2008).

Em ambos os tipos de filtro h ´a componentes que adicionam complexidade ao circuito. Nos ativos ´e o elemento ativo, o qual necessita alimentac¸ ˜ao externa e possui resposta em frequ ˆencia limitada de acordo com o modelo. Nos filtros passivos, o indutor dificulta a obtenc¸ ˜ao de alta precis ˜ao, al ´em de ser um elemento grande e caro. Outra diferenc¸a consiste no fato que filtros passivos podem ser constru´ıdos sem resistores, o que na teoria pode torn ´a-los dispositivos com perda nula (MOREY;

VASUDEVAN; WOLOSCHIN, 2008).

Devido a caracter´ıstica do ru´ıdo presente em um amplificador classe D, a frequ ˆencia de corte do filtro de sa´ıda n ˜ao necessita ser extremamente precisa. Associando-se isso `a necessidade de alta efici ˆencia e ao fato que o est ´agio em que o filtro opera disp ˜oe de altos valores de tens ˜ao e corrente (consequentemente, pot ˆencia), opta-se pelo uso do filtro passivo. Para essa aplicac¸ ˜ao, suas vantagens superam suas desvantagens.

2.4.1.2 FILTROS DE UMA SA´IDA VERSUS FILTROS BALANCEADOS

Escolher entre um filtro ativo ou passivo ´e somente o primeiro passo no projeto de um filtro para um amplificador de ´audio Classe D. H ´a muitas topologias poss´ıveis para tais filtros. Precisa-se escolher a ordem do filtro e o valor dos com-ponentes que ser ˜ao empregados. Por ´em, primeiramente, precisa-se escolher entre filtrar somente um lado do sinal com um filtro de uma s ´o sa´ıda ou filtrar os dois lados do sinal, com um filtro balanceado (MOREY; VASUDEVAN; WOLOSCHIN, 2008).

A Figura 14 apresenta os dois modelos de filtro. R C R C L L L Vin Vin (a) (b)

Figura 14: (a) Filtro de uma Sa´ıda e (b) Filtro Balanceado. Fonte: Autoria pr ´opria.

O filtro de uma sa´ıda possui unicamente a vantagem de possuir menos componentes. J ´a o filtro balanceado elimina o offset, centrando o sinal de sa´ıda em zero, sem a necessidade de um barramento negativo, de acordo com Palmer (1999). Isso facilita o projeto da fonte, j ´a que essa caracter´ıstica de fonte assim ´etrica j ´a ´e permitida pela topologia de ponte completa adotada. Portanto, o filtro a ser utilizado ser ´a um filtro passivo e balanceado.

2.4.1.3 FILTRO PASSIVO E BALANCEADO

Ap ´os ter-se optado por um filtro passivo e balanceado, outras especificac¸ ˜oes devem ser feitas para projeto dele. O filtro pode ser de segunda, terceira ou quarta ordem, normalmente sendo um Butterworth, t ´ecnica que garante ganho constante na banda-passante, ou seja, resposta de frequ ˆencia plana. Os in-dutores e capacitores utilizados devem possuir caracter´ısticas espec´ıficas para o fil-tro. O indutor deve possuir uma baixa resist ˆencia CC, pequeno tamanho e pouca saturac¸ ˜ao. O capacitor tamb ´em deve ser pequeno, ter pouca dissipac¸ ˜ao, baixa re-sist ˆenca intr´ınseca, al ´em de ser compat´ıvel com a tens ˜ao do barramento. Normal-mente utiliza-se um filtro de segunda ordem para a demodulac¸ ˜ao em um amplificador classe D. Portanto, um filtro LC ser ´a empregado para atender a ordem escolhida, de-vido a sua simplicidade e possuir -40 dB/d ´ecada de atenuac¸ ˜ao na banda de transic¸ ˜ao

(TAVARES, 2010).

A principal func¸ ˜ao desse filtro ´e atuar como uma indut ˆancia `a frequ ˆencia de comutac¸ ˜ao, impedindo que a corrente na carga varia diretamente com a oscilac¸ ˜ao da tens ˜ao, que sofre variac¸ ˜oes na mesma frequ ˆencia de modulac¸ ˜ao (PIRES, 2010).

Considerando o circuito apresentado na Figura 14:(a) de um filtro de uma sa´ıda e assumindo que o alto-falante seja representado pelo seu modelo resistivo, utiliza-se a trasformada de Laplace para obter-se a func¸ ˜ao de transfer ˆencia da sa´ıda

2.4 Topologia Escolhida 40

pela entrada que representa o bloco filtro + carga, que ´e apresentada na Equac¸ ˜ao 1. A func¸ ˜ao de transfer ˆencia j ´a encontra-se normalizada, conforme apresenta a Equac¸ ˜ao 1

Vo(s) Vin(s)

= 1

1 + _RLs + LCs2. (1)

onde: Vo(s) representa a tens ˜ao de sa´ıda do circuito; Vin(s) representa a tens ˜ao de entrada do circuito; L ´e o indutor; C ´e o capacitor e R representa o resistor.

Usando a metodolodia de projeto de filtros Butterworth apresentada por Kugelstadt (2008), chega-se `a equac¸ ˜ao gabarito de um filtro passa baixa de segunda ordem, Butterworth, apresentada na Equac¸ ˜ao 2

A s ωc  = A0 1 + √ 2 ωcs + s2 ω2 c . (2)

na qual A0 ´e o ganho que o filtro introduz no sistema, que neste caso, deseja-se que seja unit ´ario (maior ganho poss´ıvel para um filtro passivo) e ωc ´e a frequ ˆencia de corte do filtro, em radianos.

Igualando-se as Equac¸ ˜oes 1 e 2 termo a termo, obt ˆem-se as equac¸ ˜oes para c ´alculo da indut ˆancia e da capacit ˆancia para obtenc¸ ˜ao do filtro desse amplifica-dor. As Equac¸ ˜oes 3 e 4 s ˜ao as equac¸ ˜oes que determinam indut ˆancia e capacit ˆancia, respectivamente: L = √ 2 · R 2 · π · fc , (3) C = 1 4 · π2_{· f}2 c · L . (4)

Os coeficientes utilizados para obtenc¸ ˜ao do gabarito de Butterworth s ˜ao equivalentes a ter-se escolhido um fator de amortecimento de 0,7, o que garante uma resposta mais pr ´oxima do comportamento assint ´otico de um filtro passa baixa de se-gunda ordem, no qual n ˜ao haja elevac¸ ˜ao de amplitude na frequ ˆencia de resson ˆancia (fr) do filtro, determinada por

fr=

1

2 · π ·√LC. (5)

amplificador, a modelagem do filtro de uma sa´ıda ´e v ´alida, sendo necess ´ario apenas um ajuste. O valor da resist ˆencia que representa a carga ´e dividio por dois e s ˜ao projetados ent ˜ao dois filtros de uma sa´ıda iguais, que combinados originar ˜ao o filtro balanceado (MOREY; VASUDEVAN; WOLOSCHIN, 2008).

Portanto, a nova equac¸ ˜ao que determina o valor da indut ˆancia ´e

L = √

2 · R 4 · π · fc

. (6)

Um fator importante que deve ser levado em conta na hora do dimensiona-mento dos componentes ´e que quanto maior a frequ ˆencia de corte, mais ru´ıdo chega `a sa´ıda do amplificador, aumentando a taxa de distorc¸ ˜ao harm ˆonica; quanto menor a frequ ˆencia de corte, maior o indutor necess ´ario para filtragem.

Como o filtro ´e conectado em s ´erie com a carga, nota-se que a func¸ ˜ao de transfer ˆencia do amplificador ´e dependente da carga. Isso faz com que o amplificador tenha menor controle sobre o alto-falante, principalmente em altas frequ ˆencias (KULKA, 2007).

2.4.2 CHAVES SEMICONDUTORAS

Nos circuitos conversores e inversores est ´aticos, os interruptores s ˜ao dis-positivos semicondutores de estado s ´olido como IGBTs, MOSFETs ou BJTBipolar Junction Transistor s (Transistor Bipolar de Junc¸ ˜ao). Cada interruptor possui um diodo intr´ınseco em conex ˜ao anti-paralela, cujo objetivo ´e proporcionar o fluxo bidirecional da corrente de carga (MIRANDA, 2012).

Na hora da escolha das chaves a serem utilizadas, deve-se levar em conta caracter´ısticas tais como tens ˜ao m´ınima de bloqueio, resist ˆencia s ´erie de conduc¸ ˜ao, corrente m ´axima para comutac¸ ˜ao e tempos de comutac¸ ˜ao para a frequ ˆencia preten-dida (CEREZO, 2009). ´E necess ´ario observar tamb ´em as perdas associadas aos com-ponentes, sejam elas perdas de conduc¸ ˜ao ou perdas de comutac¸ ˜ao (ou chaveamento). Para pot ˆencias de sa´ıda elevadas, as perdas de conduc¸ ˜ao predominam, enquanto as perdas de comutac¸ ˜ao s ˜ao as maiores respons ´aveis pela reduc¸ ˜ao de efici ˆencia em bai-xas pot ˆencias de trabalho. Portanto, a escolha do componente interruptor deve levar em considerac¸ ˜ao que as perdas por conduc¸ ˜ao e por chaveamento s ˜ao inversamente proporcionais, necessitando uma profunda an ´alise de qual ´e menos prejudicial ao am-plificador (GAALAAS, 2006).

2.4 Topologia Escolhida 42

deve ser injetada incessantemente na base do transistor todo o tempo em que ele estiver conduzindo. Essa corrente pode apresentar valores elevados, dependendo do modelo do dispositivo, o que passa a ser um problema no quesito rendimento devido as grandes perdas causadas. Tamb ´em torna-se mais complexo o circuito de aciona-mento, visto que necessita fornecer n´ıveis maiores de corrente e tamb ´em os drenar, para que o transistor BJT entre no modo de corte de forma r ´apida (BARKHORDARIAN, 2011).

J ´a o transistor de efeito de campo (MOSFET), funciona como uma chave que ´e controlada por tens ˜ao. Portanto, o driver deve fornecer tens ˜ao ao terminal gate do MOSFET, com refer ˆencia ao terminal source. Tamb ´em deve ser capaz de fornecer e retirar a corrente necess ´aria para carregar e descarregar a capacit ˆancia de gate do MOSFET, para que ele entre em modo de conduc¸ ˜ao e em modo de corte. Sua velocidade de comutac¸ ˜ao ´e muito superior por n ˜ao haver recombinac¸ ˜ao de portadores minorit ´arios, como ´e o caso do BJT (SCHWAAB, 2012).

Sendo o MOSFET um dispositivo que pode ser controlado por tens ˜ao, ca-paz de chavear em frequ ˆencias elevadas, al ´em de ter uma alta imped ˆancia de entrada e exigir um circuito de acionamento mais simples comparado aos BJTs, escolhe-se ele para implementac¸ ˜ao da ponte conversora do amplificador.

2.4.2.1 PAR ˆAMETROS E PERDAS DE MOSFETS

A escolha correta dos MOSFETs de pot ˆencia relaciona-se diretamente com o desempenho do amplificador em v ´arios aspectos, tais como sua efici ˆencia, EMI (Interfer ˆencia Eletromagn ´etica) e THD. Dessa forma, deve-se escolher os MOSFETs de modo que haja coer ˆencia com as especificac¸ ˜oes t ´ecnicas do amplificador do qual eles ser ˜ao parte. Leva-se em conta a pot ˆencia de sa´ıda, a topologia empregada, al ´em da imped ˆancia da carga e do ´ındice de modulac¸ ˜ao (CEREZO, 2009).

H ´a um grupo de par ˆametros el ´etricos do MOSFET que devem ser analisa-dos de acordo com o objetivo do amplificador projetado.

• BVDSS (Tens ˜ao de Avalanche entre Dreno e Fonte): que ´e a tens ˜ao m ´axima que pode ser aplicada entre o dreno e a fonte, sem que o dispositivo entre em ruptura por avalanche (BARKHORDARIAN, 2011).

• RDS(on) (Resist ˆencia Est ´atica entre Dreno e Fonte): ´e a resist ˆencia de conduc¸ ˜ao que situa-se entre o dreno e a fonte do MOSFET e se relaciona com BVDSS atrav ´es da Equac¸ ˜ao 7 (PIRES, 2010)

RDS(on) =k · BVDSS, (7) onde k ´e uma constante relacionada ao modelo do dispositivo (MOHAN;

UNDE-LAND; ROBBINS, 2002).

Percebe-se a necessidade de escolher um MOSFET com BVDSSmoderado, para reduzir as perdas de conduc¸ ˜ao, as quais s ˜ao representadas pela Equac¸ ˜ao 8

Pcond = IDef2 · RDS(on) (8)

onde IDef ´e o valor eficaz da corrente que circula pelo MOSFET.

• Qg (Carga da Porta): ´e a carga necess ´aria para carregar a capacit ˆancia interna do MOSFET e habilitar sua conduc¸ ˜ao. Este par ˆametro relaciona-se com a locidade de comutac¸ ˜ao do dispositivo, pois quanto menor seu valor, maior a ve-locidade de comutac¸ ˜ao. Isso implica em menos corrente e, consequentemente, menor perda na porta do MOSFET, expressa pela Equac¸ ˜ao 9 como

Pgate = Qg· VGS· fsw (9)

onde VGS ´e a tens ˜ao aplicada entre a porta e a fonte e fsw ´e a frequ ˆencia de comutac¸ ˜ao.

• Qrr (Carga de Recuperac¸ ˜ao Reversa da Base do Diodo): ´e a carga acumulada no diodo intr´ınseco do MOSFET durante a polarizac¸ ˜ao direta, sendo necess ´aria sua descarga para o MOSFET entrar em modo de corte. Interfere na gerac¸ ˜ao de EMI, pois sua descarga acrescenta pulsos de corrente `a sa´ıda (CEREZO, 2009).

As perdas de comutac¸ ˜ao s ˜ao compostas pelas perdas na porta na transic¸ ˜ao de estados, em que h ´a corrente e tens ˜ao no MOSFET por um curto per´ıodo de tempo e perdas de carga e descarga das capacit ˆancias. S ˜ao representadas pela Equac¸ ˜ao 10

Pcom= (Coss· E2+ 0, 5 · IDef · E · (tf + tr)) · fsw (10) onde:

2.4 Topologia Escolhida 44

E: tens ˜ao de barramento

IDef: corrente que circula pelo MOSFET tf: tempo de descida da corrente

tr: tempo de subida da corrente fsw: frequ ˆencia de chaveamento

Portanto, as perdas totais em cada MOSFET de sa´ıda podem ser represen-tadas como

Ptotal = Pcond+ Pgate+ Pcom (11) Conclui-se ent ˜ao que deve ser escolhido um MOSFET que tenha BVDSS maior que o valor m ´aximo de tens ˜ao que ser ´a aplicado a seus terminais, mas n ˜ao muito elevado para n ˜ao resultar em maiores perdas de conduc¸ ˜ao devido `a sua relac¸ ˜ao com RDS(on). Qg n ˜ao deve ser grande para ter-se uma elevada frequ ˆencia de comutac¸ ˜ao, assim como Qrr deve ser pequena para reduzir EMI (CEREZO, 2009).

2.4.3 CIRCUITO DE ACIONAMENTO

O circuito de acionamento das chaves, conhecido como circuito driver, ´e uma etapa crucial para o bom funcionamento de um amplificador chaveado. Depen-dendo da tecnologia de chaveamento adotada, o circuito driver pode apresentar di-ferentes configurac¸ ˜oes. Como exemplo, para uso de chaves como MOSFET ou In-sulated Gate Bipolar Transistor [IGBT], deve prover energia suficiente para carregar ou descarregar as capacit ˆancias de entrada dos interruptores, para que eles operem na regi ˜ao de corte ou de saturac¸ ˜ao. Com um driver corretamente dimensionado ´e poss´ıvel representar o estado das chaves pelos n´ıveis l ´ogicos aplicados `as entradas

(MIRANDA, 2012).

Nos amplificadores classe D, os sinais PWM provenientes do modulador s ˜ao baseados em sinais de n´ıvel l ´ogico, ou seja, possuem baixa tens ˜ao e pratica-mente nenhuma capacidade de fornecimento de corrente. O circuito driver deve ser capaz de amplificar esses sinais para n´ıveis de tens ˜ao compat´ıveis com os das cha-ves, al ´em de ter a capacidade de fornecer corrente necess ´aria para ativar as chaves dentro do tempo m ´aximo pretendido. Tamb ´em deve drenar a energia devolvida pelo capacitor da chave no momento em que ela vai abrir, sem comprometer a integridade dos componentes (BASCOP ´e et al., 2013).

Quanto maior a frequ ˆencia de comutac¸ ˜ao das chaves, mais robusto o cir-cuito de acionamento deve ser, devido ao fato de que necessitar ´a fornecer e drenar maior corrente em um tempo menor. Na hora da escolha do componente que realizar ´a essa func¸ ˜ao, ´e importante ter em mente essas condic¸ ˜oes, al ´em dos par ˆametros das chaves que dever ˜ao ser acionadas. Isso ´e importante para obter-se um par driver + chave compat´ıvel (PIRES, 2010).

Uma dificuldade encontrada no chaveamento de interruptores tanto na to-pologia meia ponte quanto na ponte completa ´e o fato de a tens ˜ao do gate da chave superior do brac¸o estar refereciada a um ponto de tens ˜ao flutuante em relac¸ ˜ao ao ter-minal negativo do barramento, como apresenta Pires (2010). O sucesso no disparo dessas chaves exige o uso de fontes isoladas. No entanto, no mercado s ˜ao facilmente encontrados circuitos integrados que realizam o comando do gate do transistor supe-rior, adequando a refer ˆencia dele ao valor encontrado no meio do brac¸o sem o uso de fontes isoladas. Isso ´e realizado atrav ´es de um circuito chamado de charge pump ou de um capacitor de bootstrap (MIRANDA, 2012).

Na Figura 15 ´e apresentado o esquema do circuito de bootstrap, constitu´ıdo pelo capacitor Cboot e pelo diodo Dboot.

Driver Driver Vcc Cboot Dboot Vgate PWM_1 PWM_2 S1 S2

Figura 15: Circuito de Bootstrap para um brac¸o da ponte. Fonte: Adaptado de (SCHWAAB, 2012).

Quando a chave S2 est ´a conduzindo, o capacitor Cboot ´e carregado com a tens ˜ao Vgate- VDboot. Ap ´os a chave S2cessar a conduc¸ ˜ao, o capacitor ´e quem fornece a

2.4 Topologia Escolhida 46

tens ˜ao de refer ˆencia para a chave S1 receber a tens ˜ao de disparo em um n´ıvel correto. Para garantir que os esforc¸os de corrente realizados pelo driver durante chaveamentos em frequ ˆencias elevadas n ˜ao cause ru´ıdos e interfer ˆencias da sa´ıda da etapa de modulac¸ ˜ao, circuitos optoacopladores podem ser inseridos entre eles. Desta forma, os efeitos indesejados dos ru´ıdos e interfer ˆencias s ˜ao restringidos e o circuito de acionamento ´e isolado do circuito de pot ˆencia.

2.4.4 OPTOACOPLADOR

Isolac¸ ˜ao el ´etrica ´e geralmente um requerimento de normas de seguranc¸a e condic¸ ˜oes de operac¸ ˜ao quando a tens ˜ao da chave flutua em relac¸ ˜ao `a refer ˆencia ou mesmo quando deseja-se separar os circuitos de controle e comando do circuito de pot ˆencia (BOURGEOIS, 1999).

O optoacoplador ´e um componente eletr ˆonico largamente utilizado para aplicac¸ ˜oes onde deseja-se isolac¸ ˜ao total de sinal entre a entrada e a sa´ıda. Em di-versas aplicac¸ ˜oes, tem-se a necessidade de usar um optoacoplador para separar as refer ˆencias do circuito, quando elas n ˜ao s ˜ao comuns (CAN ˆoNICO; TREVISO, 2010).

Os optoacopladores s ˜ao geralmente constitu´ıdos por um LED (Light Emitting Diode - Diodo Emissor de Luz) na entrada, associado `a um fototransistor na sa´ıda, o qual somente conduz corrente quando o diodo est ´a emitindo luz. A Figura 16 mostra o esquem ´atico simplificado de um optoacoplador em um circuito integrado.

1

2

3

4

5

6

7

8

Figura 16: Esquem ´atico de um optoacoplador.

Fonte: Adaptado de ( BOUR-GEOIS, 1999).