Cap.5. Conversores CC CC

UNIVERSIDADE FEDERAL DO PARÁ CENTRO TECNOLÓGICO

DEPARTAMENTO DE ENGENHARIA ELÉTRICA E DE COMPUTAÇÃO

NOTAS DE AULA

TE05107 – Eletrônica de Potência

Prof. Petrônio Vieira Junior

Cap.5. Conversores CC – CC

ÍNDICE

5.1. Introdução aos Conversores CC - CC

5.2. Reversibilidade do Conversores CC – CC Diretos 5.3. Conversor CC – CC a Tiristor

5.4. Aplicação em Fontes Chaveadas

5.5. Conversores Ressonantes, Quase-Ressonantes e Multi-Ressonantes 5.6. Conversores Quase – Ressonantes

5. CONVERSORES CC-CC

Os conversores CC-CC, também chamados de chopper ou pulsadores, são destinados a controlar o fluxo de potência elétrica entre fontes de corrente contínua. Os choppers CC podem ser utilizados como reguladores chaveados (ou de modo chaveado; do inglês switching-mode regulators) para converter uma tensão CC, em geral não regulada, em uma tensão CC regulada de saída. A regulação normalmente é conseguida por modulação em largura de pulsos a uma freqüência fixa, sendo o dispositivo de chaveamento na maioria das vezes um TBJ, MOSFET ou IGBT de potência. Os elementos de um regulador chaveado são mostrados na Fig. 5.1. Pode-se notar, a partir desta figura, que a saída de um chopper CC com carga resistiva é descontínua e contém harmônicos. O conteúdo de ondulação normalmente é reduzido por um filtro LC.

(a) Diagrama de Blocos (b) Sinais de Controle

Fig. 5.1. Diagrama de blocos e sinal de comando de uma fonte chaveada.

Os reguladores chaveados são fornecidos comercialmente como circuitos integrados. O projetista pode selecionar a freqüência de chaveamento escolhendo os valores de R e C do oscilador. Como uma regra prática, para maximizar a eficiência, o período mínimo do oscilador deve ser aproximadamente 100 vezes maior que o tempo de chaveamento do transistor; por exemplo, se o transistor tiver um tempo de chaveamento de 0,5 µs, o período do oscilador deverá ser de 50 µs, o que dará uma freqüência máxima do oscilador de 20 KHz. Essa limitação deve-se às perdas de chaveamento no transistor, as quais aumentam com a freqüência de chaveamento, resultando na diminuição da eficiência. Além disso, as perdas no núcleo dos indutores limitam a operação em freqüências elevadas. A tensão de controle vc pode ser obtida comparando-se a tensão de saída com seu valor desejado; vc pode ser comparado com uma tensão dente-de-serra vr para gerar o sinal de controle PWM para o chopper.

5.1.

Introdução ao Conversor CC - CC

Os conversores CC-CC, que controlam o fluxo de potência elétrica entre uma fonte de tensão e uma fonte de corrente são ditos dos abaixadores e aqueles que controlam fluxo de potência entre uma fonte de corrente e uma fonte de tensão são chamados de elevadores. Estes dois conversores são chamados de conversores diretos. Caso se deseje controlar o fluxo de

potência entre duas fontes de corrente deve-se empregar o conversor a acumulação capacitivo. No caso em que se deseje controlar o fluxo de potência entre duas fontes de tensão deve-se empregar o conversor a acumulação indutiva.

5.1.1. CONVERSOR

DIRETO

ELEVADOR DE TENSÃO CC-CC

(CONVERSOR BOOST)

A estrutura básica de um conversor CC-CC elevador de tensão está mostrado na Fig. 5.2.

(a) com fonte de tensão (b) com fonte de corrente

Fig. 5.2. Conversor Boost

Sejam as forma de onda representadas na Fig. 5.3, o interruptor opera com freqüência fixa e razão cíclica variável.

Fig. 5.3. Formas de onda para conversor Boost

A energia cedida pela fonte E é representada pela Eq. 5.1:

(

)

W

₁

= ⋅ ⋅ = ⋅ ⋅

E I T

E I T

_f

+

T

_a Eq. 5.1

A energia liberada pelo indutor para a carga é dada pela Eq. 5.2

(

)

W

₂

=

E

_c

⋅ ⋅

I T

_a

= ⋅ ⋅

E I T T

+

_f Eq. 5.2

Considerando a conservação da energia pode-se escrever:

(

)

E I T

⋅ ⋅ =

E

_c

⋅ ⋅

I T T

+

_f Eq. 5.4 Assim:

(

)

E

E T

T T

c f

=

⋅

−

Eq. 5.5

Por definição a razão cíclica é dada pela expressão:

D

T

T

f

=

Eq. 5.6

Levando-se a expressão 6.6 em 6.5, obtém-se:

(

)

E

E

D

c

= ⋅

₁

₋

1

Eq. 5.7

O valor de D pode variar teoricamente de zero a um. Desta forma a expressão Eq. 5.7 pode ser representada graficamente na Fig. 5.4.

Fig. 5.4. Tensão de transferência do conversor Boost

A fonte E, associada em série com o indutor L, comporta-se como uma fonte de corrente. Deste modo a carga deve ter características de fonte de corrente. Sendo, assim, se a carga for indutiva (motor CC) deve-se associar um capacitor adequado em paralelo a este como apresentado na Fig. 5.5.

Fig. 5.5. Equivalente da carga associada em paralelo com um capacitor

5.1.2. CONVERSOR

DIRETO

ABAIXADOR DE TENSÃO CC-CC

(CONVERSOR BUCK)

A estrutura básica do conversor CC-CC abaixador de tensão está representada na Fig. 5.6. Se o interruptor abrir e fechar periodicamente a tensão na carga tem a forma de onda mostrada na Fig. 5.7.

Fig. 5.6. Estrutura básica de um

conversor Buck ou Forward Fig. 5.7. Tensão de saída no conversor Buck

O valor médio da tensão na carga (VRM) é dada pela expressão 6.8.

V

T

E

T

D E

RM

=

f

⋅

= ⋅

Eq. 5.8

A Fig. 5.8(a) mostra um circuito prático simplificado de um conversor Buck. Neste, a

operação do circuito pode ser dividida em duas etapas. A etapa 1 inicia-se quando o transistor Q1 é ligado em t=0. A corrente de entrada, que cresce, flui através do indutor de filtro L, do capacitor de filtro C e do resistor de carga R. A etapa 2 inicia-se quando o transistor é desligado em t=t1. O diodo de comutação Dm conduz devido à energia armazenada no indutor e a corrente no indutor continua a fluir através de L, C, carga e diodo Dm. A corrente no indutor cai até que o transistor Q1 conduza novamente, no próximo ciclo. Os circuitos equivalentes para os modos de operação são mostrados na figura b. As formas de ondas para as tensões e correntes são mostradas na Fig. 5.8(c) para um fluxo contínuo de corrente no indutor L. Dependendo da freqüência de chaveamento, indutância e capacitância de filtro, a corrente no indutor pode ser descontínua.

A tensão sobre o indutor L é, em geral:

dt

di

L

eL

=

Eq. 5.9

Supondo que a corrente no indutor cresça linearmente de I1 e I2 no tempo t1:

1 1 1 2

t

I

L

t

I

I

L

V

V

_S

−

_a

=

−

=

∆

Eq. 5.10 ou a S

V

V

IL

t

−

∆

=

1 Eq. 5.11

e a corrente no indutor caia linearmente de I2 a I1 no tempo t2:

2

t

I

L

V

_a

=

−

∆

−

Eq. 5.12 ou

a

V

IL

t

₂

=

∆

Eq. 5.13

onde é a ondulação de corrente do indutor L de pico a pico. Encontrando o valor de : 1 2

I

I

I

=

−

∆

I

∆

(

)

L

t

V

L

t

V

V

I

₌

S

−

a 1

₌

a 2

∆

Eq. 5.14

Substituindo

t

₁

=

kT

e

t

₂

=

(

1

−

k

)

T

, obtém-se a tensão média de saída como

S S a

kV

T

t

V

V

=

1

=

_{Eq. 5.15}

Supondo um circuito sem perdas,

V

_S

I

_S

=

V

_a

I

_a

=

kV

_S

I

_a e a corrente média de entrada

I

_S

=

KI

_a

(a) Diagrama do circuito

(b) 1a _{Etapa de Operação}

(c) 2a Etapa de Operação (d) Formas de Onda

O período de chaveamento T pode ser expresso como:

)

(

1

2 1 a S a S a a S

V

V

V

ILV

V

IL

V

V

IL

t

t

f

T

−

∆

=

∆

+

−

∆

=

+

=

=

Eq. 5.16

que dá a ondulação de corrente de pico a pico como:

S a S a

fLV

V

V

V

I

=

(

−

)

∆

Eq. 5.17 ou

fL

k

k

V

I

₌

S

(

1

−

)

∆

Eq. 5.18

Utilizando a lei de Kirchhoff das correntes, podemos escrever a corrente no indutor iL como: 0

i

i

i

_L

=

_C

+

Eq. 5.19

Se for considerado que a ondulação da corrente de carga é muito pequena e dessa forma, desprezível, . A corrente média no capacitor, que flui por , é:

0

i

∆

C L

i

i

=

∆

∆

t

₁

/

2

+

t

₂

/

2

=

T

/

2

4

I

I

_C

=

∆

Eq. 5.20

A tensão no capacitor é expressa como:

)

0

(

1

₊

₌

=

i

dt

v

t

C

v

_{C C C} Eq. 5.21

e a ondulação de tensão do capacitor de pico a pico é:

fC

I

C

IT

dt

I

C

t

v

v

V

T c C C

8

8

4

1

)

0

(

2 / 0

∆

=

∆

=

∆

=

=

=

−

=

∆

∫

Eq. 5.22

Substituindo o valor de

∆

I

a partir da Eq. 5.20 ou Eq. 5.21 na Eq. 5.22, obtém-se:

S a S a C

V

LCf

V

V

V

V

₂

8

)

(

−

=

∆

Eq. 5.23 ou ₂

8

)

1

(

LCf

k

k

V

V

S C

−

=

∆

Eq. 5.24

Os reguladores buck requerem apenas um transistor, são simples e tem eficiência elevada, maior que 90%. O di/dt da corrente de carga é limitado pelo indutor L. Entretanto, a corrente de entrada é descontínua e um filtro de alisamento de entrada normalmente é requerido. Ele fornece uma polaridade da tensão de saída e a corrente de saída é unidirecional. Ele requer um circuito de proteção em caso de possível curto-circuito através do caminho do diodo.

5.1.3. CONVERSOR

INDIRETO CC-CC A ACUMULAÇÃO INDUTIVA

(CONVERSOR BUCK-BOOST)

Fig. 5.9. Estrutura do conversor Buck-Boost ou Flyback.

A seqüência de funcionamento é constituída de duas etapas representadas na Fig. 5.10(a) e (b).

(a) A energia é acumulada no indutor (b) A energia é transferida à fonte

Fig. 5.10. Etapas de funcionamento

Na primeira etapa a chave S é fechada e a energia proveniente da fonte E1 é acumulada no indutor L.

Na segunda etapa S é mantida aberta e a energia acumulada no indutor é transferida à fonte E2.

As formas de onda estão representadas na Fig. 5.11.

Em regime permanente o fluxo no indutor não aumenta nem diminui num período de funcionamento, deste modo a integral de VL no instante em que S permanece fechada é igual a integral dessa mesma tensão durante o intervalo em que S permanece aberta. Portanto pode-se escrever a Eq. 5.25.

V

_L

dt

V

d

T L T T f f

⋅

=

⋅

∫

∫

0

t

Eq. 5.25

E

E

T

T T

D

D

f f 2 1

=

−

=

1

−

Eq. 5.26

A Eq. 5.26 é apresentada graficamente na Fig. 5.12.

Fig. 5.12. Tensão de transferência do conversor Buck-Boost.

Conclui-se que o conversor Buck-Boost pode ser elevador ou abaixador de tensão e devido a esta regulação na tensão de saída, muito empregado para fontes chaveadas.

5.1.4. CONVERSOR

INDIRETO CC-CC A ACUMULAÇÃO CAPACITIVA

(CONVERSOR CUK)

A estrutura do conversor CC-CC a acumulação capacitiva é mostrada na Fig. 5.13.

Fig. 5.13. Estrutura básica de um conversor Cuk.

Em circuitos práticos as fontes de corrente são constituídas por fontes de tensão em série com indutores. Desta forma a estrutura passa a ser apresentada como mostra a Fig. 5.14.

Fig. 5.14. Montagem prática de um conversor Cuk.

A seqüência de funcionamento do conversor é constituída de duas etapas apresentas na Fig. 5.15(a) e (b).

(a) Energia sendo acumulada no capacitor (b) Energia sendo fornecida à carga

Fig. 5.15. Etapas de funcionamento do conversor Buck

Na primeira etapa de funcionamento a chave S permanece aberta e a energia proveniente da fonte I1 é acumulada em C, pelo diodo D, que também conduz a corrente de carga I2. Na segunda etapa de funcionamento S permanece fechada, D é polarizada reversamente e se bloqueia. A energia acumulada no capacitor é enviada através do interruptor S para a fonte de corrente I2.

As formas de onda estão representadas na Fig. 5.16.

Como em regime permanente a quantidade de carga que entra no capacitor é igual a quantidade que sai, pode-se desenvolver:

Q

₁

=

Q

₂ Eq. 5.27

I Ta

₁

⋅

=

I

₂

⋅

T

_{f Eq. 5.28}

I

I

T

T

T T

T

D

D

a f f f 2 1

1

=

=

−

=

−

Eq. 5.29

Para que a potência seja preservada a relação entre as tensões é dada pela Eq. 5.30.

E

E

D

D

2 1

=

1

−

Eq. 5.30

Desta forma a característica de transferência estática do conversor Cuk é igual a apresenta na Fig. 5.11 para o conversor Buck-Boost.

Determinação da ondulação de corrente e tensão:

Supondo que a corrente do indutor L1cresça linearmente de L11 a L12 no tempo t1

1 1 1 1 11 12 1

t

I

L

t

I

I

L

V

L L S

∆

=

−

=

Eq. 5.31 ou S

V

L

I

t

1 1 1

⋅

∆

=

Eq. 5.32

e devido ao capacitor carregado C1, a corrente do indutor L1cai linearmente de L12 a L11 no tempo t2

2 1 1 1

t

I

L

V

V

_S

−

_C

=

−

∆

Eq. 5.33 ou 1 1 1 2 c S

V

V

L

I

t

−

⋅

∆

−

=

Eq. 5.34

onde Vcl é a tensão média do capacitor C1 e , a partir das equações Eq. 5.31 e Eq. 5.33, têm-se: 11 12 1

I

L

I

L

I

=

−

∆

(

)

1 2 1 1 1 1

L

t

V

V

L

t

V

I

₌

S

⋅

₌

₋

S

−

C

⋅

∆

Eq. 5.35

Substituindo

t =

1

DT

e

t

2

= 1

(

−

D

)

⋅

T

, a tensão média do capacitor C1 é

D

V

V

S C

=

₋

1

1 Eq. 5.36

Supondo que a corrente do indutor de filtro L2 cresça linearmente de IL21 a IL22 no tempo t1.

1 2 2 1 21 22 2 1

t

I

L

t

I

I

L

V

V

L L O C

∆

=

−

=

+

Eq. 5.37 ou O C

V

V

L

I

t

+

⋅

∆

=

1 2 2 1 Eq. 5.38

e a corrente do indutor L2cai linearmente de L22 a L21 no tempo t2

2 2 2

t

I

L

V

_O

=

−

∆

Eq. 5.39 ou O

V

L

I

t

2 2 2

⋅

∆

−

=

Eq. 5.40

onde

∆

I

₂

=

I

_L22

−

I

_L21, a partir das equações Eq. 5.37 e Eq. 5.39, têm-se:

(

)

2 2 2 1 1 2

L

t

V

L

t

V

V

I

₌

C

+

O

⋅

₌

₋

O

⋅

∆

Eq. 5.41

Substituindo

t

1

=

DT

e

t

2

= 1

(

−

D ⋅

)

T

, a tensão média do capacitor C1 é

D

V

V

O

Igualando as equações 6 e 12, encontra-se a tensão media de saída como:

D

D

V

V

_{O S}

−

−

=

1

Eq. 5.43

Supondo um circuito sem perdas,

I

V

I

V

S

I

O

D

₍

_D

₎

O O S S

⋅

=

⋅

=

⋅

₁

−

V

e a corrente media de entrada

D

D

I

I

_{S O}

−

−

=

1

Eq. 5.44

O período de chaveamento T pode ser encontrado a partir das equações 2 e 4.

(

1

)

1 1 1 1 1 1 1 1 2 1

1

C S S C C S S

V

V

V

V

L

I

V

V

L

I

V

L

I

t

t

f

T

−

⋅

⋅

∆

−

=

−

⋅

∆

−

⋅

∆

=

+

=

=

Eq. 5.45

que dá a ondulação no indutor L1, de pico a pico, como

(

)

1 1 1 1 C C s S

V

L

f

V

V

V

I

⋅

⋅

−

−

=

∆

ou 1 1

L

f

D

V

I

S

⋅

⋅

=

∆

Eq. 5.46

O período de chaveamento T também pode ser a partir das equações Eq. 5.38 e Eq. 5.40:

(

_{C O}

)

O C O O C

V

V

V

V

L

I

V

L

I

V

V

L

I

t

t

f

T

+

⋅

⋅

∆

−

=

⋅

∆

−

+

⋅

∆

=

+

=

=

1 1 2 2 2 2 1 2 2 2 1

1

Eq. 5.47 e isso dá a ondulação no indutor L2, de pico a pico, como

(

)

1 2 1 2 C O C O

V

L

f

V

V

V

I

⋅

⋅

+

−

=

∆

ou

(

)

2 2 2

1

L

f

V

D

L

f

D

V

I

O S

⋅

⋅

=

⋅

−

−

=

∆

Eq. 5.48

Quando o transistor Q1 é desligado, o capacitor de transferência de energia C1 é carregado pela corrente de entrada pelo tempo t = t2. A corrente média de carga para C1 é e a ondulação de tensão, de pico a pico, do capacitor C1 é

S C

I

I

₁

=

1 2 0 1 0 1 1 1 2 2

1

1

C

t

I

I

C

dt

I

C

V

tt S S tt C C

=

=

=

∆

∫

∫

Eq. 5.49 a Eq. 5.43 dá

V

_[

₍

_V

_V

₎

_f

_]

O S S

−

=

2

t

e a Eq. 5.49 torna-se:

(

)

1 1

C

f

V

V

V

I

V

O S S S C

₋

_⋅

⋅

=

∆

ou

(

)

1 1

1

C

f

D

I

V

S C

_⋅

−

=

∆

Eq. 5.50

Se for considerado que a ondulação da corrente de carga ∆Io é desprezível, ∆iL2= ∆iC2. A corrente média de carga de C2, que flui pelo tempo T/2, é

I

_C2

=

∆

I

2

₄

e a ondulação de tensão, de pico a pico, do capacitor C2 é: 2 2 2 0 2 2 2 0 2 2 2

8

4

1

1

C

f

I

I

C

dt

I

C

V

_C tT _C tT

⋅

⋅

∆

=

∆

=

=

∆

_∫

_∫

Eq. 5.51 ou

(

)

2 2 2 2 2 2 2

8

8

1

f

L

C

V

D

f

L

C

D

V

V

O S C

_⋅

_⋅

_⋅

⋅

=

⋅

⋅

⋅

−

=

∆

Eq. 5.52

Dimensionamento das constantes, C1, L1, L2 e C2

Dimensionamento de C1:

C1 deve ser tal que não se descarregue totalmente durante a condução de T. Considerando IL1 e IL2 constantes, a variação da tensão é linear. A figura a seguir mostra a tensão no capacitor numa situação crítica.

Fig. 5.17. Tensão no capacitor numa situação crítica

1 1

2

c

C

V

V

=

⋅

∆

Eq. 5.53

Substituindo na Eq. 5.50, tem-se:

1 2 1 1 2 1

2

2

C

t

I

V

C

t

I

V

S c S c

_⋅

⋅

=

⇒

⋅

=

⋅

Eq. 5.54

Igualando à equação ( ), tem-se:

(

)

S O S S S S

V

t

D

I

C

V

D

t

I

C

C

t

I

D

V

⋅

⋅

⋅

=

∴

⋅

−

=

⇒

⋅

=

−

2

2

1

2

1

2 1 2 1 1 2 Eq. 5.55 Como

t

₂

= 1

(

−

D ⋅

)

T

, tem-se: ( ) ( )

(

)

S náx O náx

V

T

D

D

I

C

⋅

−

⋅

⋅

=

2

1

1 Eq. 5.56 Dimensionamento de L1:

Considerando C1 grande o suficiente para que sua variação de tensão seja desprezível,

L1 deve ser tal que não permita que IL1 se anule. A Fig. 5.18(a) mostra o circuito equivalente para determinação de L1 e a Fig. 5.18(b) mostra a corrente por L1 numa situação crítica.

(a) Circuito equivalente (b) Corrente por L1 crítica Fig. 5.18. Determinação de L1

1 1 1 1

2

2

L L

I

I

I

I

=

∆

⇒

∆

=

⋅

Eq. 5.57

Substituindo na equação ( ), tem-se:

1 1 1 1 1 1

2

2

L S L S

I

t

V

L

t

I

L

V

⋅

⋅

=

⇒

⋅

=

Eq. 5.58 Como

t

₁

=

D

⋅

T

e

I

_L1

=

I

_S, tem-se: S S

I

T

D

V

L

⋅

⋅

⋅

=

2

1 Eq. 5.59

Substituindo IS da equação (14), tem-se:

(

D

)

T

D

I

T

D

V

L

O S

−

⋅

⋅

⋅

⋅

=

1

2

1

_∴

( )

(

)

(max) min 1

2

1

O S

I

T

D

V

L

⋅

⋅

−

⋅

=

Dimensionamento de L2:

Analogamente à analise anterior, obtém-se para L2

( ) (máx) O S

I

T

D

V

L

⋅

⋅

⋅

=

2

min 2 Eq. 5.60

Dimensionamento de C2(Capacitor de saída):

Como a corrente de saída é continua, a partir da equação ( 25 ), têm-se o dimensionamento de C2:

( ) 2 2 2

8

V

L

f

V

D

C

O S máx

_⋅

_∆

_⋅

_⋅

⋅

=

Eq. 5.61

5.1.5.

CONVERSOR SEPIC (Single Ended Primary Inductance Converter)

Possui uma característica de transferência tipo abaixadora - elevadora de tensão. Diferentemente do conversor Cuk, a corrente de saída é pulsada e não existe inversão na polaridade da tensão de saída. Como no Cuk, os interruptores ficam sujeitos a uma tensão que é a soma das tensões de entrada e de saída e a transferência de energia da entrada para a saída se faz via capacitor. Sua principal vantagem é no circuito isolado quando a indutância L2 pode ser a própria indutância de magnetização do transformador. Seu circuito pode ser visto na Fig. 5.19. Algumas de suas principais características são:

Baixo ruído para a tensão de entrada; Corrente de saída pulsada (ruído);

Não há inversão da polaridade da tensão de saída em relação a tensão de entrada; A transferência de energia é feita via capacitor;

Característica abaixador – elevador .

Principio de Funcionamento :

Quando o transistor satura, a tensão em C1 é colocada em L2 e o capacitor C2 é quem fornece a corrente para a carga R0, pois o diodo está inversamente polarizado e a corrente iL2 de L2 retira

carga do capacitor C1. Quando o transistor corta, o diodo conduz a soma das correntes iL1 e iL2 e iL1 deverá repor a carga perdida, durante o ciclo anterior, por C1. A soma de iL1 e iL2 deve ser tal que reponha a carga perdida por C2 durante a saturação do transistor e forneça a corrente de saída.

Fig. 5.19. Conversor SEPIC.

5.1.6. CONVERSOR

ZETA

O conversor Zeta, também possui uma característica abaixadora-elevadora de tensão. Na verdade, a diferença entre este conversor, o Cuk e o SEPIC é apenas a posição relativa dos componentes. Aqui a corrente de entrada é descontínua e a de saída é continua. A transferência de energia se faz via capacitor. A indutância L1 pode ser a própria indutância de magnetização na versão isolada. A operação no modo descontínuo também se caracteriza pela inversão do sentido da corrente por uma das indutâncias. A posição do interruptor (transistor) permite uma natural proteção contra sobrecorrentes. Seu circuito é mostrados na Fig. 5.20. Suas principais características são:

Alto ruído de entrada e baixo ruído de saída; Possibilidade de ondulação zero na saída; Característica abaixador – elevador; Transferência de energia via capacitor; Proteção contra sobrecorrentes.

Fig. 5.20. Conversor Zeta.

5.2.

Reversibilidade dos Conversores CC – CC Diretos

Muitas vezes deseja-se controlar o fluxo de potência entre a fonte e a carga. Uma aplicação desta necessidade no emprego dos conversores CC-CC é quando se deseja controlar um motor CC

na frenagem. Desta forma durante a frenagem deve-se inverter o fluxo de potência, quando a energia cinética acumulada pode ser restituída à fonte. De uma maneira geral a industria exige conversores reversíveis para controle de posição.

Aplicando o conceito de reversibilidade pode-se classificar os conversores CC-CC como:

- Tipo A:

Este conversor CC-CC controla a velocidade do motor em um único sentido. Este conversor é mostrado na Fig. 5.21.

Fig. 5.21. Conversor CC-CC tipo A.

- Tipo B:

Este conversor CC-CC além de controlar a velocidade do motor em apenas um sentido, permite a devolução de energia á fonte, conforme mostra a Fig. 5.22.

Fig. 5.22. Conversor CC-CC tipo B.

- Tipo C:

Este conversor CC-CC permite o controle da velocidade do motor nos dois sentidos de giro, bem como a devolução de energia à fonte. Este conversor é visto na Fig. 5.23.

5.2.1. CONVERSOR

CC-CC

REVERSÍVEL EM CORRENTE

A estrutura de um conversor reversível em corrente é apresentada na Fig. 5.24.

Fig. 5.24. Conversor reversível em corrente

São considerados três modos de operação para este conversor:

1o MODO

Seja o caso em que S2 é antido permanentemente aberto e S1 fecha e abre ciclicamente. Existe duas etapas de funcionamento representadas na Fig. 5.25. Neste caso o fluxo de energia se dá da fonte E para a fonte Ec.

(a) 1a etapa (b) 2a etapa

Fig. 5.25. Etapas de funcionamento

2o MODO

Seja o caso em que S1 é mantido permanentemente aberto e S2 fecha e abre ciclicamente. Ocorrem também neste caso duas etapas de funcionamento representadas na Fig. 5.26. Neste caso o fluxo de energia se dá da fonte Ec para a fonte E. Quando S2 é fechada uma quantidade de energia proveniente da fonte Ec é acumulada em L, quando S2 é aberta esta energia é transferida para a fonte E pelo diodo D2.

(a) 1a _{etapa (b) 2}a _etapa

3o MODO

Neste modo os interruptores S1 e S2 fecham e abrem complementarmente, de forma cíclica. Com a variação da razão cíclica pode-se inverter o sentido do fluxo de potência suavemente e sem descontinuidade. As grandezas mais importantes estão representadas na Fig. 5.27.

Fig. 5.27. Forma de onda do conversor reversível em corrente operando no 3o _modo.

Este modo de funcionamento é o mais empregado nas industrias.

5.2.2. CONVERSOR

CC-CC

REVERSÍVEL EM TENSÃO

A estrutura do conversor CC-CC reversível em tensão está representada na Fig. 5.28.

Fig. 5.28. Estrutura do conversor reversível em tensão.

Existem dois modos de operação para o sentido do fluxo de potência de E para Ec e outros dois modos de operação para o sentido do fluxo de potência de Ec para E.

SENTIDO DO FLUXO DE POTÊNCIA DE E PARA Ec 1o MODO

O interruptor S1 é mantido permanentemente fechado e S2 opera fechando e abrindo. As etapas de funcionamento são mostradas na Fig. 5.29.

(a) 1a etapa (b) 2a etapa

Fig. 5.29. Etapas de funcionamento

2o MODO

Os interruptores S1 e S2 são fechados e abertos simultaneamente de forma cíclica. As etapas de funcionamento são mostradas na Fig. 5.30. No intervalo em que S1 e S2 encontram -se abertos, D1 e D2 mantêm-se em condução para permitir a circulação da corrente pelo indutor.

(a) 1a _{etapa (b) 2}a _etapa

Fig. 5.30. Etapas de funcionamento

SENTIDO DO FLUXO DE POTÊNCIA DE Ec PARA E 1o MODO

O interruptor é mantido permanentemente aberto enquanto S2 fecha e abre ciclicamente. As duas etapas de funcionamento são mostradas na Fig. 5.31.

(a) 1a etapa (b) 2a etapa

2o MODO

Os dois interruptores S1 e S2 são fechados e abertos simultaneamente e ciclicamente. As duas etapas de funcionamento são apresentadas na Fig. 5.32.

(a) 1a _{etapa (b) 2}a _etapa

Fig. 5.32. Etapas de funcionamento

5.2.3.

CONVERSOR CC-CC REVERSÍVEL EM TENSÃO E CORRENTE

A estrutura do conversor CC-CC para carga reversível em tensão e corrente é mostrada na Fig. 5.33.

Fig. 5.33. Estrutura de um conversor CC-CC reversível em tensão e corrente

Esta estrutura é empregada em controle de posição dos servomotores de corrente contínua e pode operar nos quatro quadrantes como mostra a Fig. 5.34.

As formas de onda da tensão e da corrente de carga estão apresentadas na Fig. 5.35.

Fig. 5.35. Formas de onda do conversor reversível em tensão e corrente.

5.2.4.

Análise do Conversor CC-CC Tipo B

Formas de onda do Chopper tipo B

A seguir são apresentadas as formas de onda nos vários pontos do circuito do chopper, desde a entrada até a saída para os dois modos de operação.

Fig. 5.37. Conversor tipo B operando em um quadrante.

Observa-se o funcionamento com uma corrente em condução contínua.

Análise do circuito chopper tipo B

A diferença essencial entre o chopper tipo A e o chopper tipo B, visto neste trabalho, é que, para parte do ciclo do chopper tipo B, io<0, e isto ocorre devido a presença da chave Q2 (que no caso é um tiristor) e do diodo D2. Em outras palavras, o chopper tipo B não pode operar com corrente de carga descontínua.

È necessário determinar relações entre as variáveis independentes T, tON, V, Vc, e as variáveis dependentes no circuito, das quais as mais significativas são Vo, Io e Is, a corrente de fonte média. Deve ser notado neste estágio, já que operação em corrente descontínua neste conversor não é possível, que deve ser assumido para o propósito de análise de potência de circuito que não existe intervalo entre o final e o início de outro sinal em um período.

A partir das equações da operação em corrente contínua do chopper tipo A (que não faz parte do escopo deste trabalho) pode-se derivar as equações para o chopper tipo B, aplicando diretamente ao seu circuito.

Assim sendo, da equação 1 e 2, obtêm-se a corrente io de saída do chopper tipo B:

0

=

+

+

+

−

v

_o

v

_L

v

_R

V

_C Eq. 5.62

L

V

v

i

L

R

dt

di

_{o c} o o

₊

₌

−

_{Eq. 5.63} ON t min t c o

_R

(

1

)

I

A

:

0

t

t

V

V

i

=

−

−

ε

− τ

+

ε

− τ

≤

<

Eq. 5.64 onde:

τ

=

L

R

T

t

t

:

A

I

)

1

(

R

V

i

c t _max t _ON o ' '

≤

<

+

−

−

=

ε

− τ

ε

− τ Eq. 5.65 onde: ON '

_t

_t

t

=

−

Substituição das condições finais nas equações 3 e 4 e resolvendo para Imax e Imin então obtêm-se expressões para estas duas correntes:

R

V

]

1

[

]

1

[

R

V

I

c T t max ON

−

−

−

=

−_{− τ}τ

ε

ε

Eq. 5.66

R

V

)

1

(

)

1

(

R

V

I

_T c t min ON

−

−

−

=

_ττ

ε

ε

Eq. 5.67

As variáveis independentes nas equações ( ) e ( ) podem ser tais que Imin>0. Neste caso, o conversor está operando simplesmente como um chopper tipo A com corrente de saída constante. A chave Q2 e o diodo D2 não conduzem durante qualquer parte do ciclo. Se as variáveis independentes são tal que Imax>0, Imin<0, então o resultado pode ser operação em primeiro quadrante, onde Io>0. Se as variáveis independentes são tais que Imax tem um menor valor positivo e Imin um maior valor negativo, mostrados na fig. , assim Io<0, e o resultado é operação em segundo quadrante.

Finalmente, se a variáveis independentes são tais que Imax<0, então Io<0, e o resultado é uma operação em segundo quadrante. Sob estas condições, tiristor Q1 e o diodo D1 não conduzem durante qualquer parte do ciclo. Está condição é ilustrada na Fig. .

A quadrante no qual o conversor está operando pode ser determinado da voltagem do circuito de carga. Como no conversor A, vo é sempre definido, sendo dado por:

V

T

t

V

_o

=

ON Eq. 5.68

Se Vo<Vc, então a potência média flui do circuito da carga, e o conversor operar no primeiro quadrática. Se, porém, Vo<VC, então potência média flui do circuito para fonte V, e a conversor opera no segundo quadrante.

Quando Q1 é continuamente ligado, assim tON=0, então:

R

V

I

I

C min max

=

=

−

Eq. 5.69

Sendo os diodos ideais:

o o s

V

I

VI

=

Eq. 5.70

Aplicando a analise de Fourier do tipo A para o tipo B:

∑

∞ =

+

+

=

1 n n n o o

V

c

sin

(

n

t

)

v

ω

θ

Eq. 5.71 quando

T

2

π

ω =

rad/s

V

T

t

V

ON o

=

2 1 ON n

_n

(

1

cos

n

t

)

V

2

C

ω

π

−

=

tan

₁

sin

_cos(

(

n

_n

t

_t

)

₎

ON ON 1 n

ω

_ω

θ

−

=

− Rad

Destas equações, os valores rms de saída da voltagem vo de saída e da corrente io assim como das correntes harmônicas rms e dos fatores de ripple podem ser determinados.

Os máximos valores rms e médios da corrente no tiristor Q1 são idênticos, ocorrem durante a operação em primeiro quadrante e são aproximadamente:

R

V

V

I

I

c max R 1 Q max 1 Q

=

=

−

Eq. 5.72

Os valores máximos também ocorrem durante operação em primeiro quadrante:

R

Vc

V

25

,

0

I

_D1max

=

−

Eq. 5.73

R

V

V

385

.

0

I

C max R 1 D

=

−

Eq. 5.74

Os valores máximos médios e rms da corrente no tiristor Q2 são idênticos, ocorrem durante a operação em segundo quadrante:

R

V

I

I

_Q2max

=

_Q2Rmax

=

c Eq. 5.75

Para o diodo D2, e assumindo que i o constante:

R

V

T

t

T

I

ON C o

=

−

−

Eq. 5.76

A corrente média do diodo será:

R

V

T

t

T

T

t

I

ON ON c 2 D

=

−

Eq. 5.77

R

V

25

,

0

I

c max 2 D

=

ou

_R

V

385

.

0

I

c max R 2 D

=

Eq. 5.78

5.3.

Conversor CC-CC A Tiristor

Para que os pulsadores usando tiristores funcionem é necessário que o tiristor entre em condução e que seja levado ao bloqueio em instantes bem definidos. A entrada em condução é de fácil obtenção, para tanto basta disparar o tiristor com uma corrente e/ou tensão adequada de gatilho. Entretanto para se bloquear o tiristor é necessário que:

(a) a corrente de anodo deve se tornar nula e

(b) a tensão anodo catodo deve ser mantida negativa, após a corrente de anodo se torna nula, durante um tempo maior que o tempo de recuperação do tiristor.

A comutação é definida como a transferência da corrente de um interruptor estático para outro.

5.3.1. COMUTAÇÃO

FORÇADA

A comutação pode ser forçada ou natural. Os retificadores em ponte usando tiristor são exemplos de comutação natural, isto é, a corrente passa de um tiristor para outro ser preciso um comando ou circuito de ajuda a comutação. Os pulsadores necessitam de definir os instantes de bloqueio e para tal utilizam os circuitos de ajuda a comutação, ou seja, utilizam a comutação dita forçada.

Alguns exemplos de circuitos de comutacão forçada são apresentados a seguir.

(a) CIRCUITO DE COMUTAÇÃO FORÇADA - EXEMPLO 01

O exemplo 01 é apresentado na Fig. 5.38. Seu princípio de funcionamento se constitui de três etapas. Na primeira etapa o tiristor T está conduzindo a corrente de carga I. O capacitor carregado é colocado em paralelo com o tiristor e com a polaridade apresentada na Fig. 5.38(a). No instante determinado para o bloqueio, a chave S fecha polarizando reversamente o tiristor, neste instante corrente de carga passa a percorrer o capacitor e a corrente no tiristor se anula fazendo-o bloquear, como mostra a Fig. 5.38(b). Numa terceira etapa, quando Vc =E a corrente passa a se estabelecer pelo diodo D como mostra a Fig. 5.38(c).

(a) 1a _{etapa de funcionamento (b) 2}a _{etapa de funcionamento}

(c) 3a _{etapa de funcionamento Fig. 5.38. Comutação forçada, exemplo 01}

(b) CIRCUITO DE COMUTAÇÃO FORÇADA - EXEMPLO 02

Neste exemplo um capacitor é colocado em paralelo com do diodo. Inicialmente a corrente passa pelo tiristor T e o capacitor está carregado com a polaridade mostrada na Fig. 5.39(a). No instante em que se deseja bloquear o tiristor, a chave S fecha, o capacitor assume a corrente de carga, enquanto que a corrente do tiristor (que passa a estar submetido a uma tensão reversa Vc-E) se anula, como mostra a Fig. 5.39(b). No instante em que E=Vc o diodo D assume a corrente de carga.

(a) 1a etapa de funcionamento (b) 2a etapa de funcionamento

(c) 3a etapa de funcionamento

Fig. 5.39. Comutação forçada, exemplo 02

(c) CIRCUITO DE COMUTAÇÃO FORÇADA - EXEMPLO 03

Inicialmente a corrente I está percorrendo o tiristor T carregando o indutor L. Neste instante o capacitor C está polarizado como mostra a Fig. 5.40(a). A segunda etapa inicia quando se deseja bloquear o tiristor T e é vista na Fig. 5.40(b). Para isto a chave S é fechada e enquanto Vc > E o tiristor T fica polarizado reversamente ao mesmo tempo em que a corrente pelo tiristor torna-se nula. Como neste instante a polaridade no diodo é positiva este assume a corrente de carga. Na terceira e última etapa o indutor L está descarregado e o circuito assume a configuração mostrada na Fig.

5.40(c).

(a) 1a _{etapa de funcionamento (b) 2}a _{etapa de funcionamento}

(d) CIRCUITO DE COMUTAÇÃO FORÇADA - EXEMPLO 04

Na primeira etapa o circuito apresenta a configuração mostrada na Fig. 5.41, onde a corrente de carga percorre o tiristor T e o capacitor C está com a polaridade indicada. Na segunda etapa inicia-se a comutação mostrada na Fig. 5.41(b). nesta etapa a chave S fecha polarizando reversamente e anulando a corrente no tiristor T. Neste instante a corrente de caraga passa a percorrer o diodo D. Na terceira etapa o capacitor está carregado, interrompendo a corrente pelo indutor e o circuito assume a configuração mostrada na Fig. 5.41(c).

(a) 1a _{etapa de funcionamento (b) 2}a _{etapa de funcionamento}

(c) 3a _{etapa de funcionamento Fig. 5.41. Comutação forçada, exemplo 04}

5.3.2. CIRCUITO

01

Fig. 5.42. Pulsador a tiristor – Circuito 1.

Inicialmente o tiristor principal Tp está conduzindo a corrente de carga. No instante em que Ta é disparado a corrente através de Tp se anula até o capacitor C se carregar e Ta bloquear. Neste intervalo a corrente de carga se estabelece através do diodo de roda livre DRL. Quando Ta se bloqueia a corrente através do capacitor inverte e passa a percorrer DRL e o resistor R até se descarregar. Quando Tp é disparado DRL bloqueia e o capacitor C se carrega através de R retornando as condições iniciais. Observa-se que o uso do resistor reduz o rendimento deste conversor, motivo pelo qual este só é usado em aplicações de pequena potência.

5.3.3.

CIRCUITO 02 (PULSADOR DE WAGNER)

Fig. 5.43. Pulsador a tiristor – circuito 2.

Inicialmente o circuito apresenta a configuração mostrada na Fig. 5.43. Quando o tiristor auxiliar Ta é disparado a corrente se estabelece por Ta e, devido a polaridade do capacitor C, o tiristor principal Tp passa a apresentar tensão reversa, vindo a bloquear. Quando Vc=E o diodo de roda livre DRL assume a corrente de carga. Devido ao circuito LC a tensão que é desenvolvida no capacitor C torna-se maior do que na fonte E. Quando Vc _{> E o diodo D1 conduz devolvendo à fonte} a energia recebida. Quando D1 bloqueia a comutação está encerrada.

5.3.4. CIRCUITO

03

Fig. 5.44. Pulsador a tiristor – circuito 3.

Inicialmente os tiristores T1 e T3 estão conduzindo a corrente de carga e o capacitor encontra-se com a polarização indicada na Fig. 5.44. Quando a Vc=E a corrente através de T1 e T3 se anula, bloqueando e o diodo de roda livre DRL assume a corrente de carga. A corrente permanece através de DRL até o disparo de T2 e T4. T1 e T4 permanecem conduzindo até Vc=E, neste instante bloqueiam e DRL passa a assumir novamente a corrente de carga. Nestas condições T1 e T2 podem ser disparados retornando as condições da Fig. 5.44.

5.3.5.

CIRCUITO 04 (CHOPPER DE MC. MURRAY)

Fig. 5.45. Pulsador a tiristor – Chooper de Mc Murray.

Inicialmente o circuito apresenta-se como visto na Fig. 5.45 onde o tiristor principal Tp está conduzindo a corrente de carga e o capacitor está polarizado como indicado. Quando T1 dispara este assume a corrente de carga. Como a corrente desenvolvida pelo circuito LC é maior do que a corrente de carga o diodo Dp também conduz. Quando ITP se anula o tiristor Tp bloqueia. Quando IL=I o diodo Dp bloqueia. Quando IL se anula DRL passa a assumir a corrente de carga I. Como o capacitor passa a polariza T2 diretamente, quando este é disparado inverte a polaridade do capacitor ficando este carregado com a polaridade da Fig. 5.45, neste instante a comutação está concluída.

5.3.6. CIRCUITO

05

Uma estrutura alternativa à Fig. 5.42 é apresentada na Fig. 5.46. Nesta figura a resistência R é substituída por um indutor L e um outro tiristor auxiliar Ta2. Inicialmente o diodo DRL conduz a corrente de carga e o capacitor está carregado conforme mostra a figura 6.41. Tp e Ta2 são disparados simultaneamente, neste instante DRL bloqueia instantaneamente, Tp assume a corrente de carga e C inverte a polaridade. Quando Ta1 dispara Tp é bloqueado. Ta1 permanece conduzindo até C se carregar. Neste instante DRL assume a corrente de carga, retornando às condições iniciais.

Fig. 5.46. Pulsador a tiristor – circuito 5.

5.4.

Aplicação em Fontes Chaveadas

As fontes chaveadas se utilizam dos conversores CC-CC num 2o estágio para regulagem de tensão ou corrente como mostra a Fig. 5.47. As fontes chaveadas tem como características básicas volume, peso e perdas reduzidas que convertem-se em vantagem em relação as fontes convencionais. Os empregos desta são:

- Computadores

- Equipamentos de comunicação - Equipamentos médicos-hospitalares - Satélites

- UPS’s, etc

Suas principais desvantagens é sua complexidade e a emissão de interferência radio-elétrica (RFI) e eletromagnética (RMI).

Fig. 5.47. Estágios de processamento de energia das fontes chaveadas.

Inicialmente o semicondutor utilizado foi o transistor bipolar que operava numa frequência máxima de 20kHz. Com o advento do MOSFET pôde-se ampliar esta faixa de freqüência para acima de 100kHz em conversores de baixa frequência em hard switch. Com a possibilidade de soft switch (conversores ressonantes e quase-ressonantes) as chaves chaveadas passaram a operar em Mhz apresentando rendimento proximo de 90% e reduzão na emissão de ruidos.

As estruturas convencionais de conversores CC-CC usadas em fontes chaveadas são: flyback, forward, half-bridge, full-bridge e push-pull.

5.4.1. CONVERSOR TIPO FLYBACK

O esquema de ligação do conversor é mostrado na Fig. 5.48. O conversor flyback possui a mesma estrutura e modo de operação do conversor buck-boost. Da figura 6.43 pode-se determinar a regulagem da tensão:

P

V

I

med

V

I t

T

in

=

in

⋅

in

=

in

⋅

p f

⋅

⋅

(

)

2

Eq. 5.79 Como:

V

I

t T

in p f

=

⋅

⇒

P

in

=

V

in

⋅

V

in

_{⋅ ⋅}

_{L T}

⋅

t

f

=

V

in

_{⋅ ⋅}

_{L T}

⋅

t

f 2 2

2

2

2 Eq. 5.80 Considerando as perdas desprezíveis:

P

_in

=

P

_out E

P

V

R

out out L

=

2 Têm-se:

V

R

V

t

L T

out L in f 2 2

2

=

⋅

⋅ ⋅

2 Eq. 5.81

E portanto:

V

D

R

L f

V

out

= ⋅

₂

_{⋅ ⋅}

L

⋅

in Eq. 5.82

(a) Sem isolamento (b) Com isolamento

(c) Com múltiplas saídas

Fig. 5.48. Esquemas de ligação do conversor Flyback

5.4.2. CONVERSOR TIPO FORWARD

O esquema de ligação do conversor Forward é mostrado na Fig. 5.49. No conversor com isolamento é necessário observar que no intervalo em que o transistor fica bloqueado o transformador TR tem que ser inteiramente desmagnetizado.

(a) Sem isolamento (b) Com isolamento

Fig. 5.49. Esquemas de ligação do conversor Forward

O conversor Forward tem a mesma regulação de tensão do conversor Buck, ou seja: Como a tensão média no indutor é nula:

A tensão no secundário do transformador é:

V

_out

=

V me

_D

(

d

)

Assim:

V

t

T

V

out

=

f

⋅

in Eq. 5.83 e

V

out

= ⋅

D V

in Eq. 5.84

5.4.3. CONVERSORES EM PONTE

Para potências elevadas se opta por conversores em ponte sendo que a ponte completa (Full-Bridge) tem menores perdas e maior potência por não se utilizar de capacitores em série com a corrente de carga.

(a) Half-Bridge (b) Full-Bridge

Fig. 5.50. Conversores em ponte

Pode-se observar que um conversor em ponte se constitui de dois conversores Forward, isolados entre si. de forma a reduzir a tensão reversa em cada chave. O ganho de tensão é o mesmo do conversor forward.

5.4.4.

CONVERSOR TIPO PUSH-PULL

(a) Etapas de funcionamento:

(a) 1a Etapa de Funcionamento (b) 2a Etapa de Funcionamento

(c) 3a _{Etapa de Funcionamento (d) 4}a _{Etapa de Funcionamento}

Fig. 5.52. Etapas de funcionamento do conversor Push-Pull

Para o perfeito funcionamento do inversor, os sinais de comando devem ter operação simétrica, para que não aconteça um curto-circuito.

No caso da carga indutiva, a corrente se encontra defasada da tensão e após a condução de uma chave (por exemplo S2), o diodo oposto D1 deverá conduzir imediatamente, após a anulação da corrente na carga é que a chave complementar passará a conduzir.

(a) 1ª etapa de funcionamento

Supondo S2 fechado, D2 passará a conduzir. Neste caso a tensão na carga será de 2E. (b) 2ª etapa de funcionamento

Após a abertura de S2, D1 passará a conduzir até que cesse a corrente na carga. Após a anulação da corrente de carga a outra chave (S1) conduzirá.

(c) 3ª etapa de funcionamento

Supondo S1 fechado, D1 passará a conduzir. Neste caso a tensão na carga será de –2E. (d) 4ª etapa de funcionamento

Após a abertura de S1, D2 passará a conduzir até que cesse a corrente na carga. Após a anulação da corrente de carga a outra chave (S2) conduzirá.

5.5.

Conversores Ressonantes, Quase-Ressonantes e Multi-Ressonantes

Os dispositivos de chaveamento em conversores CC – CC podem ser acionados para sintetizar a forma desejada da tensão e/ou corrente de saída. Entretanto, os dispositivos são “ligados” e “desligados” na corrente de carga com um alto valor de di/dt. As chaves são submetidas a um esforço de tensão elevada, e as perdas por chaveamento de um dispositivo aumentam linearmente com a freqüência de chaveamento. A perda no disparo e desligamento pode ser uma porção significativa da perda total de potencia. Também é produzida interferência eletromagnética devido a altos di/dt e dv/dt nas formas de onda do conversor.

O maior problema encontrado quando se comuta em alta freqüência, está nas perdas decorrentes da comutação quando existem corrente e tensão nas chaves. O ideal então seria comutar quando não existissem tensão e corrente nas chaves (transistores e diodos). Nos conversores CC – cC diretos, quando a condução do transistor inicia, normalmente sua tensão Vce é da ordem de Vs + Ve (entrada + saída) para o modo contínuo de corrente, e Ve se funcionando no modo descontínuo. O capacitor da junção do transistor possui assim, uma energia armazenada (neste capacitor) e que é perdida internamente quando o transistor conduz (descarregando esse capacitor). Durante a transição da saturação para o corte, o transistor passa pela região ativa, e como está conduzindo a corrente do instante final da saturação, existe uma perda de potência. Quando a freqüência de chaveamento é baixa, essa perda é desprezível e pode ser retirada do transistor por meio de snubber. De qualquer forma, essa potência estará perdida, pois o snubber apenas transfere essa potência do transistor para um resistor. Em alta freqüência, essa potência perdida durante o corte não é mais desprezível e é um dos fatores limitantes do uso de conversores CC – CC em alta freqüência.

As desvantagens do chaveamento podem ser eliminadas ou minimizadas se os dispositivos de chaveamento forem ”ligados” e “desligados” quando a tensão sobre um dispositivo e/ou sua corrente tornarem-se zero. A corrente e a tensão são forçadas a passar através do zero pela criação de um circuito ressonante LC, chamado conversor de pulso ressonante.

Os conversores ressonantes são obtidos dos conversores Meia - Ponte ou Ponte – Completa. Um circuito LC ressonante é usado de modo que a variação de freqüência permite controlar a tensão de saída.

Os conversores quase ressonantes são obtidos dos conversores PWM (Buck, Boost, Cuk, etc.) sendo agora introduzidos com indutâncias em série com as chaves (transistor e diodo) e capacitâncias em paralelo com uma das chaves. O objetivo e causar um chaveamento de modo a minimizar as perdas de potência geradas na comutação do transistor e do diodo. Imaginado que o transistor entre na região de saturação quando a tensão entre dreno e source for zero (devido a ressonância entre o indutor e o capacitor introduzidos no circuito), as perdas devido ao chaveamento do transistor serão zero. Este é o princípio básico do funcionamento dos conversores quase-ressonantes com comutação com voltagem zero (CVZ).

Os conversores multiressonates também são derivados dos conversores PWM, sendo que agora em cada chave são colocados um capacitor em paralelo e um indutor em série com as chaves, o que permite ótimas condições de chaveamento quando utilizada comutação com voltagem zero.

A análise dos conversores ressonantes é, sem dúvida, mais complicada do que dos conversores PWM. Enquanto os conversores PWM possuem 2 ou três estados e as formas de onda são retangulares, os conversores ressonantes possuem no mínimo 4 estados e formas de onda senoidais.

5.6.

Conversores Quase – Resonantes

Um conversor CC-CC convencional, com chave mostrada na Fig. 5.53(a), pode ser projetado para operar com uma freqüência de 50 a 200kHz. A partir do surgimento do MOSFET as freqüências de operação passaram à ordem de megahertz. Nesta freqüência as perdas nas chaves em em turn-off passam a ser causadas pelo spike de tensão devido ao di/dt nos indutores. Por outro lado as perdas em turn-on são causados principalmente pela variação da energia armazenada nas capacitâncias parasitas existentes nas chaves.

Os conversores quase-ressonantes associam às chaves semicondutoras um circuito ressonante (composto por um indutor e um capacitor) de modo que as mudanças de estado das chaves ocorram sempre sem dissipação de potência, seja pela anulação da corrente (ZCS: zero current switch), seja pela anulação da tensão (ZVS: zero voltage switch).

Na técnica Quase-Ressonante com chaveamento ZCS (Zero Current Switching), ZC-QR, se utiliza de um indutor (Lr) em série com a chave S, que possibilita um chaveamento com corrente nula e um capacitor (Cr), em paralelo com o diodo, que possibilita uma comutação do diodo com tensão nula (ZVS - Zero Voltage Switching).

(a) Hard switch (b) ZCS-QR (c) ZVS-QR (d) ZVS-MR

Fig. 5.53. Chaves ressonantes

Se o interruptor ZCS é implementado de modo a que seja possível a passagem de corrente apenas num sentido, ele é dito de meia-onda. Se a corrente puder circular com ambas polaridades, tem-se o interruptor de onda completa, como se vê na Fig. 5.54.

(a) Configuração de meia onda

(b) Configuração de onda completa Fig. 5.54. Interruptores ZCS

Da mesma forma que para os interruptores ZCS, os ZVS tem as configurações de meia-onda (nas quais a tensão sobre o interruptor só pode assumir uma polaridade) e de onda completa (quando ambas polaridades são possíveis de serem suportadas pelo interruptor), como se vê na

Fig. 5.55.

(a) Configuração de meia onda

(b) Configuração de onda completa Fig. 5.55. Interruptores ZVS

A Fig. 5.56 mostra algumas das topologias básicas quando convertidas para operar com

ZCS e ZVS de onde é possível notar que a única alteração é a substituição do interruptor simples pelos interruptores descritos anteriormente.

(a) Buck (b) Buck – ZCS

(c) Buck – ZVS (d) Boost

(e) Boost – ZCS (f) Boost – ZVS

5.6.1.

Conversores operando com ZCS:

Neste tipo de conversor, a corrente produzida em uma malha ressonante flui através da chave, fazendo-a entrar e sair de condução sob corrente nula.

Considerando um conversor abaixador de tensão, Fig. 5.57, a chave simples é substituída por uma outra que é associada ao capacitor Cr e ao indutor Lr. O indutor de filtro é suficientemente grande para considerar-se Io constante.

Fig. 5.57. Conversor Buck – ZCS.

5.6.2.

Conversor de Meia onda:

A Fig. 5.58 mostra as formas de onda para o conversor operando com um interruptor de meia-onda.

Fig. 5.58. Formas de onda para conversor buck, ZCS, meia onda

Com a chave aberta, Io flui pelo diodo e vC e iL são nulas. Em t0 a chave é ligada e iT cresce linearmente. Enquanto iT<Io o diodo continua a conduzir. Em t1, iT=Io, o diodo desliga e se inicia a ressonância entre Lr e Cr.

O excesso de iT em relação a Io circula por Cr, carregando-o. Em t1' tem-se o pico de iT e vC=E. Em t1'' iT se torna menor que Io e vC=2E. A corrente iT continua a cair e a diferença para Io é suprida pela descarga de Cr. Em t2 iT vai a zero e a chave desliga naturalmente, já que não há caminho para a inversão da corrente. A partir deste momento deve ser removido o sinal de acionamento do transistor. Entre t2 e t3 Cr se descarrega a corrente constante. Quando sua tensão se anula o diodo torna a entrar em condução.

Vo é a tensão média sobre o capacitor Cr (pois a tensão média sobre Lf é nula). Como a forma de vC depende a corrente Io, a regulação deste circuito (em malha aberta) não é boa. Registre-se ainda que o capacitor fica sujeito a uma tensão com o dobro da tensão de entrada, enquanto a corrente de pico pela chave é maior do que o dobro da corrente de saída.

Nota-se a dependência da tensão de saída com a corrente de carga (que é a que descarrega o capacitor Cr entre t2 e t3). Assim, é necessária a presença de uma carga mínima de modo que se proceda à descarga de Cr dentro do período de chaveamento.

Para que seja possível a ocorrência de comutação não-dissipativa, é necessário que o valor de pico da senóide de corrente, E/Zo, (que se inicia em t1) seja maior que Io, uma vez que isto garante que a evolução de iT se fará de modo a inverter sua polaridade.

Uma outra possibilidade de se obter um circuito ZCS é mostrada na Fig. 5.59, alterando-se a posição do capacitor. Neste caso a máxima tensão sobre o capacitor fica limitada a +/-E. A Fig. 5.60 mostra as formas de onda pertinentes.

Fig. 5.59. Conversor Buck – ZCS.

Fig. 5.60. Formas de onda do conversor buck-ZCS modificado.

5.6.3.

Conversor de onda completa:

Uma alteração neste circuito e que melhora sua regulação, tornando a tensão de saída menos dependente da corrente Io, consiste na inclusão de um diodo em anti-paralelo com o transístor, de modo que seja possível a inversão da corrente iT, prosseguindo o comportamento

ressonante por quase todo o ciclo. A descarga linear de Cr só ocorrerá quando se anular iT, o que

ocorrerá para um valor muito menor de vC, em relação ao caso anterior.

As equações serão as mesmas da estrutura anterior, apenas o instante t2 é obtido para um ângulo maior que 270°(no caso de meia-onda o ângulo é menor do que 270°). A Fig. 5.61 mostra as formas de onda. Nota-se a redução expressiva do intervalo linear de decaimento da tensão no capacitor, o que contribui decisivamente para a redução da influência da corrente de saída sobre a tensão.