directivité et polarisation

Définitions généralités

Généralités

Définition d'une antenne
Historique

En se référant à l'exemple simple d'un fil rectiligne (Figure I.1), on peut déduire de la force de Lorentz, l'équation du champ magnétique B pour le courant circulant le long de ce fil (Relation I.1) avec μ0 la perméabilité magnétique du vide. L'oscillation continue du courant dans la structure génère une oscillation du champ magnétique à la même fréquence et génère donc une onde électromagnétique à cette fréquence.

Caractéristiques de rayonnement

Propagation des ondes
Diagrammes de rayonnement
Gain et directivité

Une antenne isotrope sera définie comme une antenne théorique qui rayonne de la même manière dans toutes les directions. La directivité est un nombre sans dimension déterminé par le rapport de puissance entre l'antenne mesurée et une antenne isotrope alimentée avec la même puissance (I.8).

Figure I.3: Les différentes régions de rayonnement.

Technique d'alimentation

Effet de peau
Ligne microruban
Ligne coplanaire et coplanaire avec plan de masse
Influence du substrat

L'impédance caractéristique d'une ligne microruban, pour une permittivité donnée, dépend avant tout du rapport entre la largeur de ligne W et l'épaisseur du substrat isolant hs. L'avantage de la ligne coplanaire réside dans le fait qu'elle présente moins de dispersion que la ligne microruban.

Figure 1.5: Vue en coupe d'une ligne microruban

Antennes actives

Définition
Les antennes actives quasi-intégrées et entièrement intégrées
Intégration de composants actifs

La technologie MIC
La technologie MMIC

Fonctions des antennes actives

Antennes actives agiles en fréquence
Antennes actives pilotables en directivité

Nous prendrons donc comme définition finale : « Une antenne active comporte un (ou plusieurs) élément(s) actif(s) qui n'effectuent pas un simple pré- ou post-traitement, mais qui modifient les propriétés radioélectriques de l'antenne ». Si ladite antenne entre dans la catégorie définie au paragraphe précédent, on peut dire qu'il s'agit d'une antenne active totalement intégrée, sinon il s'agit d'une antenne active quasi-intégrée.

Figure I.10: Description schématique d'une antenne passive (a), une antenne quasi-intégrée (b) et d'une antenne intégrée (c)

4.4.2.1.Réseaux d'antennes linéaires

Le diagramme de rayonnement est alors tracé en décibels (dB), car les échelles logarithmiques permettent, entre autres, une meilleure visualisation des lobes secondaires. Comme nous avons pris des sources isotropes, le diagramme de rayonnement du réseau est égal au module du facteur de réseau.

Figure I.12: Système de coordonnées et réseau à 6 éléments équidistants

4.4.2.2.Balayage électronique du faisceau

La largeur angulaire du lobe principal est généralement définie pour une perte de -3 dB, ce qui équivaut à la moitié de la puissance. Par exemple, pour le réseau précédent on obtient un déplacement de 19,1° du lobe principal pour un déphasage Δα = 60° (Figure I.14).

4.4.2.3.Antennes actives reconfigurables en polarisation

Contexte du travail

Investissement de recherche Europe/Etats-Unis/Asie
Le LEAT et les antennes actives
Collaborations scientifiques

Conclusion

Par exemple, le comportement à 3,5 GHz en fonction de la fréquence est représenté sur la Figure IV.31. Le déphasage en fonction de la fréquence pour plusieurs tensions est donné à la figure V.19.

Figure I.15: Polarisation des ondes électromagnétiques

État de l'art

Composants actifs de commutation

Commutateurs électroniques à base de matériaux semi-conducteurs

1.2.2.2. L'architecture parallèle ou architecture shunt

Procédé de réalisation

1.2.3.1. Couches sacrificielles
1.2.3.2. Stress dans les membranes suspendues

Procédés d'activation

1.2.4.1. Électrostatique
1.2.4.2. Thermique
1.2.4.3. Magnétostatique
1.2.4.4. Piezoélectrique

Mise en boîtier
État de l'art des microcommutateurs
Capacités variables
Circuits passifs et actifs
Antennes actives

4.1.1.1. Antennes actives de type microruban
4.1.1.2. Antennes actives de type fente
4.1.1.3. Antenne PIFA reconfigurable en fréquence
4.1.1.4. Antennes avec composants MEMS

Antennes à polarisation commandée
Antennes reconfigurables en directivité

4.2.2.1. Définition
4.2.2.2. Antenne à éléments parasites commandables

Conclusion

Composants MEMS

Composants SPDT industriels de la société Magfusion

Structure et fonctionnement
Caractérisation sur substrat alumine

Nous avons vu que le principe de son fonctionnement repose sur la mise en mouvement d'un pendule en matériau magnétique contenant un contact électrique à chaque extrémité. Les mesures sont prises avec un testeur directement dans la boîte de composants (Figure III.1.b). Le composant Magfusion est implanté sur la plaquette à l'aide de la soudure liquide Conductive Epoxy Glue de CircuitWorks.

La perte d'isolement et d'insertion sur les deux accès (S21 et S31) est représentée sur la figure III.4.b.

Figure III.3: (a) Masque et (b) photographie du circuit test du MEMS

Étude de commutateurs MEMS sous le logiciel Coventor

Présentation du simulateur Coventor
Flot de conception pour un MEMS électro-thermique

Études basées sur le process de la Queens University de Belfast

Sur la figure III.7, nous pouvons voir le comportement du centre du pont le long de l'axe z en fonction de différentes tensions d'activation. La figure III.11.b présente les résultats de simulation de la raideur en fonction du nombre de spires. Pour le second, la bobine a une longueur supplémentaire et se connecte au milieu de la membrane (Figure III.12.b).

Les principales étapes du procédé sont présentées dans la figure III.14 et les différentes caractéristiques des couches sont données dans le tableau III.1.

Figure III.1: (a) Photographie du MEMS packagé (b) Pertes d'insertion en fonction de la fréquence Le LETI du CEAGrenoble a ainsi développé, sur la base de ce composant MEMS, un réseau SP4T non réflectif présentant d'excellentes caractéristiques sur la ba

4.2.1. 1. Ligne de propagation

4.2.1.1. Conception des lignes

4.2.1.2. Mesure des lignes

4.2.2. 2. MEMS série

4.2.2.1. Étude électromagnétique des structures

4.2.2.2. Étude mécanique des structures

A partir de ce modèle Architect, un modèle 3D a été synthétisé par Designer puis une simulation par éléments finis a été réalisée sous Analyzer (Figure III.22). Les simulations donnent une pression induite par le contacteur dans la ligne de 0,1 Mpa (Figure III.23.b). Enfin, le logiciel Coventor nous a permis d'avoir un aperçu de l'aspect final du MEMS, car il est possible d'importer directement les masques de production et de synthétiser un modèle 3D (Figure III.24).

Les pertes d'insertion une fois converties dépendront avant tout de la conductivité du polysilicium et de la qualité du contact entre le polysilicium et l'or.

Figure III.22: Simulation éléments finis du commutateur pour un tension de (a) 0V et (b) 24V Un bon contact série est obtenu au niveau du contacteur (Figure III.23.a). Les simulations donnent une pression induite par le contacteur sur la ligne de 0,1 Mpa

4.2.2.3. Réalisation de la structure et mesure

La ligne de polarisation en polysilicium, qui contourne la structure et permet de connecter deux électrodes au même potentiel continu, est située en bas de la figure III.26.a et à droite de la figure III.26.b (vue 3D). Une mesure du relief transversal (rugosité) le long de l'axe x et centrée sur l'espacement de la ligne de signal est illustrée à la Figure III.26. Au laboratoire VTT, seules des mesures passives (MEMS en position OFF) pouvaient être réalisées dans une bande [50,80 GHz].

Les simulations et les mesures sont très appropriées, l'isolement est supérieur à 20 dB sur toute la bande.

Figure III.26: Mesure transversale du relief du MEMS série

4.2.2.4. 3. MEMS shunt, réalisation et mesure

Conclusion et perspectives pour les réalisations MEMS
Conclusion

La Figure IV.5 présente le ROS simulé en fonction de la fréquence pour l'antenne en bande X. Les mesures et les simulations des paramètres S pour les deux fréquences de fonctionnement sont présentées dans la Figure IV.30. Les affaiblissements d'adaptation et d'insertion entre les bornes 1 et 2 sont représentés sur la Figure IV.35.

Les mêmes résultats en condition de ligne découplée (Vr=15V) sont représentés sur la Figure IV.40.b.

Figure III.30: Simulations et mesures du MEMS parallèle non commuté

Antennes à polarisation commandée

Antenne à polarisation circulaire double bande

Introduction
Choix de l'architecture antennaire
Conception de l'antenne

Conception séparée des antennes
Antenne en bande L
Antenne en bande X

Association des deux antennes
Résultats

Adaptation
Gain et rapport axial
Rayonnement et polarisation
Conclusions

Antenne à double polarisation linéaire avec commutateur SPDT MEMS 113

Les deux spots sont imprimés sur le même substrat avec une permittivité relative εr = 2,22 et une épaisseur de 1,5 mm (Figure IV.1). Les fentes étaient positionnées près des bords du patch et les stubs correspondants du coupleur basse fréquence étaient inclinés pour réduire la taille du circuit de puissance (Figure IV.2). Cet effet s'explique par l'influence de la fente carrée qui sépare les deux antennes : les courants du grand patch sont en effet obligés de se courber autour de cette fente pour la contourner (Figure IV.7.a), augmentant la longueur moyenne de leur trajet.

Les mesures de rayonnement en polarisation circulaire droite sont représentées sur la Figure IV.11.a à 1,7 GHz et sur la Figure IV.11.b à 8,2 GHz.

Tableau 1: Cahier des charges de l'antenne

2.1.1. 1. Conception de la partie rayonnante

2.1.2. 3.Insertion du commutateur SPDT de Magfusion

Conclusion
Hybride semi-discret reconfigurable

Coupleur semi-discret simple

Une perspective d'évolution pour un tel système pourrait être d'ajouter un hybride à l'entrée de l'antenne comme indiqué ci-dessus. En utilisant SPDT MEMS pour sélectionner l'un des deux terminaux de l'hybride, il serait possible de basculer entre la polarisation circulaire gauche et droite. Nous suggérons d'utiliser des composants actifs au lieu de condensateurs fixes pour modifier dynamiquement le comportement du coupleur.

Figure IV.15: (a) S11 et (b) diagramme de rayonnement de l'antenne pour les deux commutations

3.1.1.1. Cas général

De plus, en première approximation, on peut trouver empiriquement la relation (IV.7), où k est le rapport de couplage de puissance entre les ports 2 et 3. Dans le cas particulier où Y2 est nul, la relation IV.6 est vraie quelle que soit la longueur de la ligne. Si l'on laisse de côté ce cas particulier, avec les équations (IV.6) et (IV.7) on peut déduire la longueur de la ligne l1 en fonction du couplage k recherché, dans plusieurs cas.

Si l'on se place maintenant dans le cas où les admittances sont remplacées dans deux selfs Z2=jL ,ω, le couplage k dépendra du rapport entre L et l'impédance de la ligne caractéristique.

3.1.1.2. Cas de l'hybride 3dB

Réalisation et mesures

Pour la matrice paire cette condition est remplie si Z1=Y1=1 donc l'impédance caractéristique Zc de la ligne doit être égale à l'impédance de la charge des différents ports. L'équation (IV.6) montre qu'un isolement parfait peut être obtenu pour trois valeurs d'admittance Y2 : zéro, une valeur inductive et une valeur capacitive. Si l'admittance est remplacée par une self, la longueur électrique de la ligne donnée par la relation (IV.9) est de 135° et la valeur de la self est donnée par la relation (IV.11).

Si on calcule le rapport de couplage k entre les connexions 2 et les connexions 3, on obtient la relation (IV.17).

3.1.2.1. Coupleur passif

Les simulations et les mesures des paramètres S avec et sans capacités sont présentées dans les figures IV.19.a et b. À 5,6 GHz, le signal est réparti de manière égale entre le port direct 2 et le port couplé 3. Nous définirons la bande passante hybride à 1 dB comme la bande de fréquences où la différence de puissance entre les ports 2 et 3 est inférieure à 1 dB.

Le réglage est inférieur à 20 dB et le couplage sur les ports 3 et 4 est inférieur à 30 dB.

Figure IV.20: Paramètres Sij pour le coupleur avec capacités (a) et sans capacités(b)

3.1.2.2. Coupleur actif

Double hybride quasi-discret

Théorie
Théorie du coupleur double 3 dB
Prototype et mesure
Conclusion

Antenne à diversité de polarisation

Introduction
Principe de fonctionnement
Conception de l'élément rayonnant
Antenne reconfigurable par composants discrets
Antenne reconfigurable en polarisation avec diodes varactor

Conclusion

La figure V.6.b montre les diagrammes de rayonnement de l'antenne pour les deux états avec une comparaison avec les résultats sans les diodes PIN (mesurées avant leur mise en place sur le prototype, prenant ainsi en compte les lignes de polarisation). Le rayonnement en champ lointain le long du plan xz est représenté sur la Figure V.10.a pour une fréquence de 5,8 GHz. Les différents paramètres S, pour une alimentation sur le port 1, mesurés en fonction de la tension de polarisation des diodes, sont représentés sur la figure V.17.

La figure V.22 montre la comparaison entre la simulation et les mesures des paramètres S en fonction de la tension inverse.

Figure IV.22: Paramètres S ij pour une tension de 0,96V (a) et pour une tension de 15V (b) On observe surtout qu'il est possible de déplacer la fréquence de fonctionnement du coupleur sur une bande assez large. Sur la figure IV.23, les paramètres S en f

Antennes à rayonnement commandé

1Hybride en mode réflexion

Réseaux d'antennes à deux éléments

Principe
Conception de l'antenne à 2 patchs
Prototype passif
Prototype avec éléments actifs

Réseau à 3 éléments

Conception de l'antenne à 3 patchs
Prototype et résultats

Conclusion

L'architecture proposée utilise deux coupleurs hybrides en réflexion (Figure V.2) alimentés par un diviseur de Wilkinson, le tout en technologie microruban. Si nous regardons maintenant la distribution de puissance dans le circuit d'alimentation (Figure V.7), nous pouvons voir que chaque antenne du réseau reçoit la même quantité d'énergie. Les courbes mesurées et simulées du S11 sont représentées sur la figure V.9.b alors que tous les interrupteurs sont sur ON ou que seul l'interrupteur N°1 est sur ON.

La figure V.10.b illustre le rayonnement mesuré en champ lointain à la fréquence de fonctionnement lorsque les interrupteurs sont fermés.

2Déphaseur par sommation en quadrature

Déphaseur avec hybride quasi-discret reconfigurable

Analyse théorique
Réalisation et mesures du déphaseur simple
Conception d'un déphaseur double

Réseau d'antennes à deux éléments

Conception
Mesures

Réseau d'antenne à quatre éléments

Avec la somme vectorielle, l'amplitude aux deux portes reste en fait constante et égale à ½ (Figure V.13). Cette dynamique permet de faire varier le déphasage du port 1 de 3° à 177°, ce qui est suffisant pour couvrir tout le cercle trigonométrique (figure V.20). Des simulations et des mesures d'adaptation et d'isolement sont présentées pour trois tensions autour de 3,5 GHz sur la Figure V.25.a.

Le gain directionnel avec deux antennes étant également limité, nous proposons ci-dessous une structure permettant la réalisation d'un réseau à 4 éléments rayonnants (Figure V.26).

3Antenne reconfigurable avec éléments parasites

Conception
Mesures

On voit bien qu'il est possible de reconfigurer le diagramme et de dépointer le faisceau de rayonnement. Notre objectif est d'utiliser le double couplage quasi-discret pour modifier activement l'impédance renvoyée sur les deux antennes satellites. La réactance R1, vue de l'un des deux ports d'entrée, est alors égale à la réactance du port opposé, déphasée d'une ligne de longueur 2*11.

La réactance R2 vue par les deux grilles est alors égale à la réactance renvoyée par les deux stubs en circuit ouvert.

4Réseau tout intégré sur substrat Si High K

Introduction
Déphaseur
ANTENNES
Réalisation et mesures

Déphaseur
Antennes

Conclusion

Dans le cas des interrupteurs en série, ceux-ci sont placés au plus près de la jonction (figure V.31.a). Ainsi la figure V.33.b montre les pertes d'insertion et l'adaptation du déphaseur pour deux états distincts en fonction de la distance entre les ponts aériens et la jonction. Cette position optimale est grisée sur la Figure V.33.b et donne donc une distance de 60 µm entre la jonction et les ponts d'air.

Pour tester les différents éléments séparément, les antennes, le réseau d'antennes et les déphaseurs ont été placés sur un substrat de 1*3 cm² (Figure V.36).