О ПРЕДЕЛЕНИЕ НАЧАЛЬНОГО УРОВНЯ БРИЛЛЮЭНОВСКОГО СДВИГА ЧАСТОТЫ ДЛЯ

31 Рассмотрим типовой алгоритм решения НЗ по алгоритму

III. О ПРЕДЕЛЕНИЕ НАЧАЛЬНОГО УРОВНЯ БРИЛЛЮЭНОВСКОГО СДВИГА ЧАСТОТЫ ДЛЯ

78

Рис. 3. Копия экрана программы при обнаружении образца G.653 (DSF)

III. ОПРЕДЕЛЕНИЕ НАЧАЛЬНОГО УРОВНЯ

79

Практическую ценность представляет возможность определения структуры и состава слоев, образующих сердечник ОВ, по полученным профилям СРМБ и частотам всех пиков СРМБ, так как введение легирующих веществ и изменение их концентрации влияют на скорость гиперзвука в ОВ и эффективный показатель преломления.

ИСТОЧНИК ФИНАНСИРОВАНИЯ.

БЛАГОДАРНОСТИ

Работа выполнена при финансовой поддержке Министерства образования и науки РФ в рамках базовой части государственного задания в сфере научной деятельности (проект № 8.9334.2017/8.9).

Авторы благодарят сотрудников ЗАО «Москабель–

Фуджикура» за содействие в проведении экспериментов с BOTDR.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

[1] Богачков И. В., Горлов Н. И. Методы и средства мониторинга и ранней диагностики волоконно-оптических линий передачи. – Омск: Изд-во ОмГТУ, 2013. – 192 с.

[2] Богачков И. В. Исследования характеристик рассеяния Мандельштама – Бриллюэна в оптических волокнах с различными законами дисперсии // T-comm: Телекоммуникации и транспорт, 2016. – Том 10. – № 11. – С. 40 – 45.

[3] Богачков И. В. Определение начального уровня бриллюэновского сдвига частоты в оптических волокнах различных видов // Сб. тр.

VII Междунар. конф. по фотонике и информационной оптике. – М.:

НИЯУ МИФИ, 2018. – С. 102 – 103.

[4] Богачков И. В. Исследования характеристик рассеяния Мандельштама – Бриллюэна в оптических волокнах с различными законами дисперсии // T-comm: Телекоммуникации и транспорт, 2016. – Том 10. – № 11. – С. 40 – 45.

[5] Bogachkov I. V. Researches of the Mandelstam – Brillouin backscatter spectrum in the erbium-doped optical fiber // T-comm, 2017. vol. 11, no. 6, pр. 59 – 63.

[6] Экспериментальные исследования спектра бриллюэновского рассеяния в оптических волокнах со смещѐнной дисперсией / И. В.

Богачков, Н. И. Горлов // Вестник СибГУТИ. – Новосибирск: Изд- во СибГУТИ, 2017. – Вып. 2 (38). – С. 17 – 25.

[7] Богачков И. В., Горлов Н. И. Исследования характеристик натяжения в оптических волокнах со смещѐнной дисперсией // Тр.

XIII междунар. науч.-техн. конф. IEEE АПЭП. – Новосибирск, 2016. – Т. 3, ч. 1. – С. 118 – 124.

[8] Богачков И. В., Трухина А. И., Компанеец О. Е.

Экспериментальные исследования особенностей рассеяния Мандельштама – Бриллюэна в оптическом волокне «Panda» //

Системы синхронизации, формирования и обработки сигналов. – М.: Медиа Паблишер, 2017. – Том 8. – №2. – С. 23 – 25.

[9] Богачков И. В. Исследования характеристик рассеяния Мандельштама – Бриллюэна в специализированных одномодовых оптических волокнах // Динамика систем, механизмов и машин. – Омск: Изд-во ОмГТУ, 2017. – Т. 5. – №4. – С. 4 – 8.

[10] Богачков И. В. Экспериментальные исследования спектра бриллюэновского рассеяния в оптических волокнах с ненулевой смещѐнной дисперсией при продольных растягивающих силах //

Динамика систем, механизмов и машин. – Омск: Изд-во ОмГТУ, 2016. – Т. 2. – С. 166 – 171.

[11] Богачков И. В., Горлов Н. И. Исследования влияния температурных изменений в оптических волокнах на спектр бриллюэновского рассеяния // Тр. XIII междунар. науч.-техн. конф.

IEEE АПЭП. – Новосибирск, 2016. – Т. 3, ч. 1. – С. 105 – 110.

[12] Богачков И. В. Температурные зависимости спектра рассеяния Мандельштама – Бриллюэна в оптических волокнах различных типов // Сб. тр. Междунар. науч.-техн. конф. «Синхроинфо-2017», Казань, 03-04 июля 2017 г. – М.: Медиа Паблишер, 2017. – С. 13 – 14.

[13] Богачков И. В., Горлов Н. И. Исследования влияния продольных растяжений оптических волокон на спектр бриллюэновского рассеяния // Тр. XIII междунар. науч.-техн. конф. IEEE АПЭП. – Новосибирск, 2016. – Т. 3, ч. 1. – С. 111 – 117.

[14] Bogachkov I. V. A Definition of Basis-level of the Brillouin Frequency Shift in Optical Fibers of Various Types // Moscow Workshop on Electronic and Networking Technologies (MWENT) -2018 – Proceedings. – Moscow, 2018. – pp. 1 – 4.

80 978-1-5386-7054-5/18/$31.00 ©2018 IEEE

Мобильная Связь в Условиях Воздействия Комплексной Помехи

Виталий Б. Малинкин

, Андрей В. Малинкин

, Евгений В. Малинкин

, Анна С. Белезекова

Сибирский государственный университет телекоммуникаций и информатики, г. Новосибирск, Россия

Аннотация – В качестве исследования рассматривается мобильная связь при комплексном воздействии помех. В данной статье предлагается метод борьбы с комплексной помехой. Целью исследования является разработка метода передачи и приѐма информационных сигналов, инвариантного к воздействию комплексной помехи.

Предлагается для передачи информационных сигналов сформировать кадры. В каждом кадре имеются два цикла – нулевой и первый, на приемной стороне выделяется цикловой синхросигнал, информационный сигнал и тактовый синхросигнал. Преобразовав принятый сигнал в частотную область обработки, и взяв отношение комплексных спектров информационного сигнала и опорного сигнала, компенсируется мультипликативная помеха, АЧИ и ФЧИ среды распространения и минимизируются флуктуационные шумы.

Ключевые слова – мобильная связь, комплексная помеха, сигнал.

В

ВЕДЕНИЕ

РИ ПЕРЕДАЧЕ информационных сигналов используются стандартные методы модуляции:

амплитудная, частотная и фазовая и их модификации.

При комплексном воздействии помех частотная модуляция и фазовая модуляция работают неэффективно. Амплитудная модуляция при незначительной модификации позволяет противостоять комплексной помехе.

II.

П

ОСТАНОВКА ЗАДАЧИ

Среди помех, воздействующих на сигналы мобильной связи можно выделить мультипликативную помеху, аддитивный шум, амплитудно-частотные и фазочастотные искажения среды распространения.

Наиболее «вредной» помехой является мультипликативная помеха и аддитивный шум. В данной статье предлагается метод борьбы с комплексной помехой.

III.

Т

ЕОРИЯ

Для решения поставленной задачи воспользуемся инвариантным равенством, проверенным для любого линейного четырехполюсника, в том числе и каналов управления систем мобильной связи.

( 1) ( 1)

( ) ( )

( ( ,

ВХi ВЫХi

ВХ i ВЫХ i

S Z S Z

S

_

Z)  S

_

Z)

(1) где

S

_ВХi

( ) Z

^и

S

_ВХ(i-1)

( ) Z

Z

изображение сигналов передачи на i-том и (i-1) блоках обработки, сформированных базовыми станциями;

ВЫХi

( )

S Z и S_ВЫХ(i-1)

( )

Z -

Z

изображение сигналов приема на i-том и (i-1) блоках обработки, полученных абонентским устройством.

Из выражения (1) видно, что оно справедливо при воздействии комплекса помех. Однако, информационный сигнал на передаче должен быть вложен в отношение

Z

изображений сигнала передачи.

На приемной стороне сигнал управления нужно выделить из отношения

Z

изображений сигнала приема на соседних блоках обработки.

Использовать «в чистом виде» выражение (1) для синтеза приемо-передающего канала (тракта) затруднительно по нескольким причинам.

Первой причиной является наличие у современных телекоммуникационных систем алгоритмов модуляции, которые эффективно работают при отсутствии комплекса помех.

Второй причиной является техническая трудность реализации данного алгоритма. Однако, при современном развитии технологий, эта трудность является несущественной.

Качество работы любой цифровой системы эффективно контролируется величиной ошибочного приема единичного элемента. При отсутствии комплексной помехи вероятность ошибочного приема единичного элемента будет низкой, и в этом случае достаточно эффективно будет работать штатный канал.

Если же в работе штатного канала резко возрастет вероятность ошибочного приема единичного элемента, то устройство управления мобильной связи обязано автоматически перейти на помехоустойчивый алгоритм, суть которого пояснена ниже.

В соответствии с выражением (1) в помехоустойчивом алгоритме необходимо иметь покадровую передачу информационных символов. Каждый кадр должен включать сигнал синхронизации и, собственно, сигнал управления. Нулевой кадр изображен на рисунке 1.

П

81

Рисунок 1 – Формирование кадров на передаче

Для выравнивания периодов циклового синхросигнала и сигнала управления количество отсчетов в каждом цикле равно N .

В силу того, что в каждом кадре сформированы только два сигнала – цикловый синхросигнал и сигнал управления, то цикловый синхросигнал будет одновременно выполнять роль кадровой синхронизации.

В качестве циклового синхросигнала лучше всего использовать регулярную последовательность вида:

1010... 10 ( )

отсчётов

S nT

 N .

Рассмотрим, что будет с информационным сигналом в случае отсутствия амплитудно-частотных и фазо- частотных искажений канала связи (среды распространения), и отсутствия мультипликативной помехи, и преобразования данных отсчетов в частотную область. Такое преобразование осуществляется с помощью стандартных процедур ДПФ или БПФ (Дискретное или Быстрое Преобразование Фурье). Будем считать, что между источником сообщений и приемником сообщений имеется полный синхронизм по циклам и по кадрам, как это делается в любой цифровой системе. На рисунке 2 представлен ансамбль комплексных спектров.

Рисунок 2 – Сигнал приема при отсутствии АЧИ, ФЧИ и мультипликативной помехи

Следует подчеркнуть, что

1 0 0 1 1

( ) ( ) ....

0n n

S jk



S jk



 ^.

Данное равенство является необходимым условием работы любой цифровой системы.

В силу свойств обработки сигнала в частотной области, любое воздействие на опорный сигнал и сигнал управления сводится к умножению комплексного

спектра соответствующих циклов передачи на передаточную характеристику канала связи и комплексный спектр мультипликативной помехи.

На рисунке 3 представлен ансамбль сигнала синхронизации и сигнала управления в случае воздействия негативных факторов.

Рисунок 3 – Значения комплексных спектров при наличии дестабилизирующих фильтров

На рисунке 3 сделаны следующие обозначения:

(

1 0

)

Hkc jk



– передаточная характеристика канала связи (среды распространения) в нулевом кадре;

(

1 0

)

kc jk

 

– комплексный спектр мультипликативной помехи в нулевом кадре.

Передача каждого кадра выбирается на интервале стационарности, следовательно H_kc

(



_{1 0}

)

^, воздействующий на цикловый синхронизм и информационный сигнал будет одним и тем же.

Аналогично, комплексный спектр мультипликативной помехи, воздействующим на цикловый синхронизм и сигнал управления, будет также одинаковым.

Для компенсации дестабилизирующих факторов, воздействующих на сигнал приема, необходимо:

во-первых, произвести деление 1 цикла в i-том кадре на нулевой цикл в этом же i-том кадре;

во-вторых, в комплексном спектре S₀_n

(



₁

)

, значения которых равны нулю, нужно исключить. Как известно, нули спектра опорного сигнала, имеющего вид в соответствии с выражением (2), расположены в точках, равных 2 f₀, 4f₀, …, где f₀ – тактовая частота следования импульсов в опорном сигнале;

в-третьих, нужно результат деления 1 цикла на 0 цикл в i-том блоке обработки дополнительно домножить на

S0n спектр опорного сигнала.

Результат данных операций сводится к следующему.

1 этап

1 0 1 0

0 1 0 1 0 1 0 1 0

( ) ( )

( ) ( ) ( ) ( )

упр 1 0 kc упр 1 0

n kc 0n

S (jk ) H jk jk S (jk )

S jk H jk jk S jk

   

    

 

   ^.

2 этап

В делителе S₀_n

(



₁

)

исключают результат деления на частотах 2 f₀, 4 f₀, 6 f₀, … , где f₀ - тактовая

82

частота следования отсчетных выборок, так как на этих частотах S₀_n

(



₁

)

^{= 0.}

3 этап

Результат после 1 и 2 этапов умножают на S₀_n

(



₁

)

, тогда

1 0

0 1

0 1 0

( ) ˆ ( ) ˆ

( )

óï ð

n óï ð 1 0

S jk

S jk S (jk )

S jk

  



  

 ^,

0_n

(

) 0

S jk



 . (3)

Аналогично получены сигналы управления в других кадрах.

IV.

Р

ЕЗУЛЬТАТЫ ЭКСПЕРИМЕНТОВ

Разработанный алгоритм исследован на математической модели [3]. Следует сказать, что имитационное моделирование дает такие же результаты с погрешностью 5-7% [3].

Отношение сигнал/шум на выходе АМ синхронного детектора навигационной системы крылатой ракеты при комплексном воздействии помех определяется следующим выражением [3]

2 2

1 [( ( ) ( , )] [ ( ) ( , )]

1 ( )

N m 1

N j

K S j m f S j m j

h N

S j N

 



   





^,(4)

где K – значение мультипликативной помехи;

N – количество накоплений;

( )

S j – j отсчет поднесущей;

( , )

m j



– j отсчет аддитивной помехи в m-той кадре реализации обучающего сигнала;

( , )

m j



– j отсчет аддитивной помехи в m-той реализации опорного сигнала.

Рисунок 4 – Кривые помехоустойчивости

1 – кривая помехоустойчивости классической АМ модуляции при отсутствии воздействия комплекса помех;

2 – кривая помехоустойчивости предлагаемого метода при комплексном воздействии помех.

На рисунке 4 представлены кривые помехоустойчивости предлагаемого метода при комплексном воздействии помех.

Из рисунка 4 видно, что при

h

=3 выигрыш в уменьшении вероятности ошибочного приема составляет 10⁴. Если же h>3, то выигрыш будет еще больше.

В

ЫВОДЫ И ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Разработанный метод передачи информационных сигналов при комплексном воздействии помех позволяет получить выигрыш, который наступает при отношении сигнал/шум больше 2.

Разработанный метод можно использовать в качестве резервного канала, оставив штатный канал без изменения. Если в штатном канале вероятность ошибочного приема превысит допустимую, то необходимо будет включить помехоустойчивый метод.

Это позволит сделать преемственность в построении телекоммуникационных систем и минимизировать затраты.

С

ПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

[1] Солонина А.И., Уляхович Д.А., Арбузов С.М. и др. Основы цифровой обработки сигналов. Курс лекций – Санкт-Петербург / БХВ-Петербург, 2003, 594 с.

[2] Петрович Н.Т. Передача дискретной информации в каналах с фазовой манипуляцией / Н.Т. Петрович – М.: Сов. Радио, 1965, 263 с.

[3] Малинкин В.Б. Инвариантная обработка сигналов в радиотехнических системах / В.Б. Малинкин, Е.И. Алгазин, А.В.

Малинкин // Монография, Красноярск, изд. Поликом, 2012, 243 с.

Малинкин Виталий Борисович, д.т.н., профессор кафедры многоканальной электрической связи и оптических систем СибГУТИ..

E-mail:mvb@sibsutis.ru, тел. 8-383-269-82-52

Малинкин Андрей Витальевич, к.т.н кафедры многоканальной электрической связи и оптических систем СибГУТИ. E- mail:mvb@sibsutis.ru, тел. 8-383-269-82-52

Малинкин Евгений Витальевич, к.т.н., кафедры многоканальной электрической связи и оптических систем СибГУТИ. E-

mail:mvb@sibsutis.ru, тел. 8-383-269-82-52

Белезекова Анна Сергеевна, старший преподаватель кафедры радиотехнических устройств СибГУТИ. E-mail:belezekova- work@mail.ru, тел. 8-383-269-82-64

83 978-1-5386-7054-5/18/$31.00 ©2018 IEEE

Помехоустойчивый алгоритм навигационной системы

Виталий Б. Малинкин

, Андрей В. Малинкин

, Евгений В. Малинкин

, Анна С. Белезекова

Сибирский государственный университет телекоммуникаций и информатики, г. Новосибирск, Россия

Аннотация – В статье разработан алгоритм модуляции сигнала управления (кадра передачи) и алгоритм демодуляции, приведена структура приемного устройства.

Приведены результаты математического и имитационного моделирования, которые показали преимущества разработанного метода перед известными методами в виде уменьшения на несколько порядков вероятности ошибочного приема.

Ключевые слова – навигационная система, сигналы, комплексная помеха.

В

ВЕДЕНИЕ

КАЧЕСТВЕ объекта исследования рассматривается навигационная система при комплексном воздействии помех.

Для борьбы с комплексной помехой в навигационной системе предлагается использовать равенство отношения отношений комплексных спектров на входе и выходе любого линейного четырехполюсника.

С этой целью параметры среды распространения можно условно разбить на интервалы стационарности и параметры среды распространения для сигналов зондирования подчиняются вышеописанному отношению отношений.

II.

П

ОСТАНОВКА ЗАДАЧИ

На навигационную систему воздействует комплекс помех: амплитудно-частотные и фазочастотные искажения среды распространения радиосигнала, мультипликативная помеха, аддитивный шум и сдвиг частотного спектра из-за эффекта Доплера. Следует разработать помехоустойчивый алгоритм навигационной системы при комплексном воздействии помех.

III.

Т

ЕОРИЯ

Для решения поставленной задачи воспользуемся равенством, приведѐнным в (1), согласно которому отношение отношений комплексных спектров на входе и выходе любого линейного четырѐхполюсника есть величина постоянная.

1 1

( ) 1

( ) 1 : ( ) 2

( ) ( ) 1

( ) 1 : ( ) 2

вх 1 вх 1

вх вх

вых вых 1

вых 1 вых 1

S (jk )i S jk i

S jk i S jk i

 

 

 

 

 

, (1)

где S_вх

(



₁

)

- комплексный спектр на входе линейного четырѐхполюсника на соответствующем блоке обработки;

( )

вых 1

S jk



- комплексный спектр на выходе линейного четырѐхполюсника на соответствующем блоке обработки.

Равенство справедливо на интервале стационарности исследуемого четырехполюсника (среды распространения) при комплексном воздействии помех.

Модулирующий параметр (сигнал управления навигационным оборудованием) необходимо вложить в отношение отношений комплексных спектров на передаче, а затем выделить данный сигнал из отношения отношений комплексных спектров на принимающей стороне. Следует заметить, что при синтезе формирователя сигнала управления навигационного оборудования нужно учесть тот же факт, что необходимо сформировать сверхцикловый синхросигнал, цикловый синхросигнал, тактовый синхросигнал и, собственно, сигнал управления. Такой сложный сигнал необходим для однозначного соответствия переданных и принятых блоков. Сигнал на передающей стороне необходимо сформировать в виде блоков.

Особенности формирования кадров передачи:

1. Все кадры, сформированные на передаче одинаковы.

2. Три цикла (Ц0, Ц1 и Ц2) являются служебными.

Последний цикл – Ц3 является информационным.

3. В каждом цикле используются N отсчетов.

4. В линейном сигнале, сформированном навигационном оборудовании амплитуды Ц0 и Ц2 в 3 раза больше амплитуды Ц1.

5. Длительности периодов Ц0÷Ц2 одинаковы.

6. Признаком сверхцикла (СЦС) – это изменяющиеся по амплитуде Ц0 и Ц1.

При синтезе навигационного оборудования приемника нужно решить две задачи – это скомпенсировать сигнал передачи в тракте приема и определить задержку отраженного сигнала.

Первая из перечисленных выше задача решается путем включения эхокомпенсатора на входе приемника со следующей передаточной характеристикой.

2 3 3 4

( 1)

( 1) ( 1)

-1 -1

H(z) (1-z ) 1 (c-1)z c c z

c c z c c z



 

       

     

, (2)

где с < 1, но с с

1 В

84

Такая структура является высокодобротным цифровым фильтром верхних частот. Принцип работы заключается в компенсации эхосигнала. При этом эхосигнал на i-том кадре компенсируется эхосигналом (i-1) кадром.

Подобная структура компенсирует помеху, порядок следования которой постоянен и известен на передаче.

На выходе первого цифрового фильтра наблюдается отраженный эхосигнал, на который воздействует комплексная помеха.

Если представить сигнал i-го передаваемого кадра в частотной области, то в силу линейности такого преобразования i-тый кадр будет выглядеть следующим образом

1 1 1 2 3

( ) ; ( ) ; ( ) ,

ЦС 1 TC ЦС упр 1

S (jk



); S jk



S jk



S jk



(3) где k - номер гармоники, k= 0, 1…, N-1,



1 – круговая частота первой гармоники.

Комплексная помеха, а также АЧИ и ФЧИ преобразуют выражение (3).

0 1 0 1 0 1 0

1 1 1 1 1 1 1 1

1 2 1 2 1 2

3 1 3 1 3 1 3

( ) ( ) ( ) ( )

( ) ( ) ( ) ,

( ) ( ) ( ) ( )

ЦС 1

ЦС 1 2

упр 1

S jk H jk jk L jk

S jk M jk jk L jk

S (jk ) H jk jk L jk

S jk H jk jk L jk

    

   

   

   

   

(4)

где H jk

( 

₁

)

– передаточная характеристика среды распространения на соответствующем цикле;

(

)

M jk



– комплексный спектр мультипликативной помехи на соответствующем цикле;

(

)

L jk



– комплексный спектр помехи, учитывающий эффект Доплера.

В силу того, что каждый передаваемый кадр выбран на интервале стационарности среды распространения, то можно утверждать о выполнении следующих условий [2].

1 0 1 1 1 2 1 2 8 4

1 0 1 1 1 2 1 3

( ) ( ) ( ) ( )

H0 jk H jk H jk H jk

jk jk jk jk

   

       

   

   ^.(5)

Эффект Доплера проявляется в виде линейно изменяющейся частоты, тогда

 

0 1

1 2 1 1 1

1 3 1 2 1

( ) 1 ( )

( ) ( ) 1 ( )

L(jk 1 1) L jk V L jk

L jk L jk V L jk

   



  

    

    

, (6)

где V– характеризует скорость изменения частоты.

При отсутствии допплеровского смещения частотного спектра V = 0, при наличии - значение V

0 (

)



L jk



- приращение смещения частотного спектра.

В выражениях (4) ÷ (6) отсутствуют значения аддитивного шума, которое будет использовано в математической модели. Если подставить выражение (4), (5) и (6) в выражение (1), то получим

1 3 1 3 1 3

1 2 1 2 1 2 1 2

1 1 1 1 1

1 0 1 0

1 0 1 1

( ) ( ) ( )

( ) ( ) ( ) ( ) :

( ) ( ) ( )

: ( ) ( )

( )

( ) ( ) .

упр 1 3

ЦС

TC i

ЦС 1 1 упр

1 0 TC

S (jk ) H jk jk L jk

S jk H jk jk L jk

S jk H jk jk

S jk jk

S jk L(jk )

(jk ) L jk S jk

    

   

  

 

   

  

 

 



(7)

Из выражения (7) следуют основные операции компенсации влияния комплексной помехи – это операции деления и операции задержки. Кроме того, обязательным условием является обработка сигнала в частотной области. Если ЦФ1 может быть реализован и во временной и частотной областях обработки, то компенсатор комплексной помехи можно реализовать только в частотной области обработки.

Вычислитель производит расчѐт оценки сигнала управления в соответствии с выражением [1].

1 1

[ ( ) ( )]

ˆ

1 [ ( ) ( , )]

( )

: ,

( )

N i

L N

î á

m j

N i î á N

k INVe S i i INVe

k S S J m J

L S i S

S J







 



  

 

   











(8)

где INVe

ˆ

- оценка инварианта (сигнала управления навигационной системы);

INVe – оценка инварианта, сформированная на передаче;

( ) sin(2 )

S i  A



f



t i , A – амплитуда сигнала, f - несущая частота,



t - интервал дискретизации,

( )

i i



 - отсчет аддитивной помехи, искажающий информационный сигнал;

L – количество накоплений с усреднениями;

Sоб – амплитуда обучающего сигнала (тактового сигнала);

( ) sin(2 )

S J  A



f



t J , f – несущая частота, искаженная доплеровским смещением;

( , )

m J



- J отсчет аддитивной помехи в m - ой реализации обучающего сигнала;

k – коэффициент, характеризующий мультипликативную помеху. В испытаниях принято

k= 0,7.

IV. РЕЗУЛЬТАТЫ ЭКСПЕРИМЕНТОВ

85

Испытание проводилось при INV₁

1

, INV₂ 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9 с порогами, равными полусумме инвариантов. В испытаниях принималось S_{î á} 

1

[1].

На рисунке 1 приведены кривые помехоустойчивости.

Рисунок 1 – Кривые помехоустойчивости

1 – кривая помехоустойчивости разработанного метода;

2 – кривая помехоустойчивости инвариантной системы без компенсации доплеровского смещения частотного спектра;

3 - кривая помехоустойчивости инвариантной системы при отсутствии доплеровского смещения частотного спектра.

Из кривых помехоустойчивости видно, что при отсутствии доплеровского смещения частотного спектра (кривая 3) инвариантная система обработки информации имеет высокую помехоустойчивость.

Система управления без компенсации доплеровского смещения частотного спектра (кривая 2) – это классическая система с АМ – модуляцией и при комплексном воздействии помех штатная навигационная система управления становится неработоспособной, а помехоустойчивость разработанного метода управления навигационной системы показывает приемлемые результаты (кривая 1).

В

ЫВОДЫ И ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Разработан метод управления навигационной системы в условиях воздействия комплексной помехи. По мнению авторов, разработанный метод можно использовать в качестве резервного канала навигационной системы в случае большого количества помех естественного и искусственного происхождения.

С

ПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

[1] Малинкин В.Б., Алгазин Е.И., Малинкин А.В. Инвариантная обработка сигналов в радиотехнических системах / Монография //

Красноярск, изд. Поликом, 2012 – 244 с.

[2] Соломина А.И., Улахович Д.А., Арбузов С.М. и др. Основы цифровой обработки сигналов / Учебное пособие // Санкт- Петербург, - изд. БХВ – Петербург, 2003 – 594 с.

[3] Петрович Н.Т. Передача дискретной информации в каналах с фазовой манипуляцией // Н.Т. Петрович. – М.: Сов. Радио, 1965. – 263 с.

E-mail:mvb@sibsutis.ru, тел. 8-383-269-82-52

mail:mvb@sibsutis.ru, тел. 8-383-269-82-52

86 978-1-5386-7054-5/18/$31.00 ©2018 IEEE

Организация помехоустойчивой радиосвязи в условиях крайнего севера

Виталий Б. Малинкин

, Андрей В. Малинкин

, Евгений В. Малинкин

, Анна С. Белезекова

Сибирский государственный университет телекоммуникаций и информатики, г. Новосибирск, Россия

Аннотация – Для борьбы с комплексной помехой авторы предлагают пользовать инвариантное равенство, справедливое для любых линейных четырѐхполюсников, а именно – отношение комплексных спектров на входе и выходе любого линейного четырѐхполюсника есть величина постоянная. Для решения поставленной задачи авторами разработан метод формирования сигнала и его демодуляции. Из этого сигнала выделяется сверхцикловой сигнал, цикловой сигнал, тактовый сигнал и, собственно, информационный сигнал. Приведены результаты испытаний на математической и имитационной модели, показывающие существенный выигрыш в помехоустойчивости предлагаемой системы связи по сравнению с традиционными методами построения подобных систем.

Ключевые слова – комплексная помеха, системы радиосвязи, сигналы.

В

ВЕДЕНИЕ

УСЛОВИЯХ крайнего севера системы радиосвязи, выполненные на основе классических алгоритмов работают неэффективно. Причина такой работы – магнитные бури и наличие северного сияния.

II.

П

ОСТАНОВКА ЗАДАЧИ

В условиях крайнего севера на информационный сигнал радиосвязи воздействует мультипликативная помеха, амплитудно-частотные и фазо-частотные искажения среды распространения, аддитивный шум и сдвиг частотного спектра из-за эффекта Доплера.

Следует разработать структуру передающего и приѐмного устройств в которых комплексное воздействие помех будет сведено с минимальным значением.

III.

Т

ЕОРИЯ

Для борьбы с комплексной помехой, воздействующей на систему телекоммуникаций воспользуемся следующим соотношением [1]:

 

1 1

: : ,

вх i вх i вых i вых i

вх i-1 вх i-2 вых i вых i-2

S z S z S z S z

 



 (1)

где Sвх i

 

^,

Sвх i-1

 

z ^и Sвх i-z

 

z ^-

z

- изображение входного сигнала четырѐхполюсника соответственно на

i-том ,



ⁱ^

¹ 

^и



ⁱ^

² 

блоках обработки;

  ^,  

âû õ i âû õ i-1

S z S z и Sâû õ i-2

 

z - z- изображение выходного сигнала линейного четырехполюсника соответственно на i-том, (i-1) и (i-2) блоках обработки.

Равенство (1) позволяет бороться с комплексной помехой, кроме аддитивного шума. Из теории передачи сигналов известно [2], что наиболее эффективным методом борьбы в дополнение к равенству (1) является многократное накопление и усреднение результатов.

Таким образом, разрабатываемый метод при комплексном воздействии помехи будет состоять из алгоритма компенсации мультипликативной помехи, АЧИ и ФЧИ, сдвига частотного спектра и на конечном этапе – многократного накопления и усреднения, которое будет введено при математическом моделировании.

Равенство (1) справедливо в том случае, если между передаваемыми и принимаемыми сигналами установлен жесткий синхронизм, что, в свою очередь, предполагает передачу циклового и сверхциклового синхросигнала.

Кроме этого, в условиях воздействия комплекса помех необходимо передать тактовый сигнал и, наконец, информационный сигнал.

Все последующие кадры передачи такие же, как i-тый кадр, за исключением отсчетов информационного сигнала. В каждом кадре передачи отсчеты информационного сигнала будут свои.

На приѐмной стороне каждый кадр передачи необходимо преобразовать в частотную область. Для лучшего понимания процесса компенсации комплексной помехи будем полагать, что между базовой станцией и приемным абонентским устройством жесткий синхронизм. При преобразовании i-го кадра на приѐмной стороне его изображение на

z

плоскости будет выглядеть следующим образом:

Тогда

 

   

 

   

: :

,

СУ i Т СУ i Т

Ц Ц пер Ц Ц пр

СУ Т

S z S z S z S z

S z

   

 

   

   



(2)

В

87

где SСУ

 

z i - z-изображение сигнала управления,

 

SЦ z - z-изображение циклового синхросигнала,

 

S z -

z

-изображение тактового синхросигнала, Аналогично

     

   

 

   

: :

СЦС Т СЦС Т

Ц Ц пер Ц Ц пр

СЦС Т

S z S z S z S z

S z

   

 

   

   



. (3)

Здесь под SСЦС

 

z - обозначен

z

-изображение сверхциклового синхросигнала, остальные обозначения раскрыты выше. Выражения (2) и (3) написаны на интервале стационарности среды распространения, для которого справедливы следующие соотношения:

1. Передаточная характеристика среды распространения во всех циклах одинакова и равна

( ) , ( )

0 i

H z iтый цикл ^.

2. Мультипликативная помеха, воздействующая на сигнал приема во всех циклах одинакова и в i-том кадре равна

^  

^{z i}^.

3. Смещение частотного спектра в каждом цикле проявляется по-разному.

Если в нулевом цикле смещение частотного спектра равно D z₀

( )

, то в первом цикле смещение частотного спектра будет равно

( )(1 ( )

D z  

 

D z ,

где



- скорость смещения частотного спектра.

Аналогично, если во втором цикле смещение частотного спектра равно D z)₁

(

, то в третьем цикле смещение частотного спектра будет равно

 

( ) 1 ( )

D z   

 

D z .

4. Аналогично п.3 во временных интервалах сверхцикловой синхросигнал – нулевой цикл передачи циклового синхросигнала и второй цикл передачи циклового синхросигнала – первый цикл передачи тактового синхросигнала связаны следующими соотношениями.

Если в СЦС смещение частотного спектра равно

СЦС

( )

D z , то в нулевом цикле передачи циклового синхросигнала смещение частотного спектра будет равно

 

( ) 1 ( ) ( )

DСЦС z   

 

D z D z .

Тогда в первом цикле передачи признака тактового синхросигнала смещение частотного спектра будет равно

 

( )

( ) 1 ( )

DTC z D z   

 

D z ,

а во втором цикле смещение частотного спектра будет равно

 

( ) 1 ( ) ( )

TC 1

D z   

 

D z D z .

В соответствии с теорией цифровой фильтрации при обработке сигнала в частотной области

z

-изображение сигнала передачи необходимо умножить на

z

-изображение передаточной характеристики, z-изображение мультипликативной помехи и

z

-изображение смещения частотного спектра. В этом случае выражение (2) примет вид:

0 1

0 0

( ) ( ) [1 ( )]

( ) ( ) ( ) ( ) :

( ) ( ) ( ) ( )[1 ( )]

: ( ) ( ) ( )

( ) ( ) ( )

: .

( ) ( ) ( )

СУ i i i i

Ц i i i

T i i

Ц i i i пр

СУ i T i СУ i

Ц i Ц i пер T пер

S (z) H z М (z) D z D z S z H z M z D z

S z H z M z D z D z

S (z) H z M z D z

S z S z S z

 

     

 

    

  

      

 

  

 

 

 

  

 

 

(4)

( ) 0

ST z  . Выражение (3) примет следующий вид:

 

0 0

( ) ( )

( ) ( ) ( ) ( ) 1 ( ) :

( ) ( ) ( ) ( )

: ( ) ( ) ( ) 1 ( )

( ) ( ) ( )

( ) : ( ) ( )

СЦС i i i СЦС

Ц i i i СЦС

TС i i i TC

Ц i i i TC пр

СЦС T T С

Ц Ц пер Ц пер

S (z) H z М (z) D z

S z H z M z D z D z

S z H z M z D z

S (z) H z M z D z D z

S z S z S z S

S z S z S z

 

  

 

       

  

    

 

     

 

 

 

   

 

 

.

( )

ЦС

T пер

(z) S z

( ) 0

ST z  .(5)

Таким образом, удалось скомпенсировать в

i

-том цикле комплекс помех, воздействующих на информационный сигнал . В разработанном методе необходим постоянный контроль за делителем на предмет равенства его нулю.

IV.

Р

ЕЗУЛЬТАТЫ ЭКСПЕРИМЕНТОВ

Разработанный метод исследован на математической модели. Имитационное моделирование дало результаты, которые отличаются от математического моделирования на 5-7 % [1]. С учетом влияния аддитивной помехи, распределение которой подчиняется нормальному закону, оценка сигнала управления будет иметь следующий вид

 

1 1

( ) ( )

: .

1

N N

i i 1

L N î á N

î á 1

m j j 1

K INVe S i i S(i)

INVe S

K S S (j) (m j S (j) L







 

  

  

 

 

  

 

 

 

 

⁽⁶⁾

В выражении (6) приняты следующие обозначения:

INVe



– оценка инварианта, сформированная на приеме;

INVe – оценка инварианта (сигнала , сформированная на передаче;

No documento TECHNICAL CONFERENCE ON ACTUAL PROBLEMS OF ELECTRONIC INSTRUMENT (páginas 80-92)