[1] B. Mancilla-Escobar, Z. Malacara-Hernández, D. Malacara- Hernández, Two dimensional wavefront retrieval using lateral shearing interferometry, Optics Communications, Volume 416, 2018, pp. 100- 107.
[2] Wang, G. et al. Absolute positioning by multi-wavelength interferometry referenced to the frequency comb of a femtosecond laser. Optics Express 23, 9121–9129 (2015).
[3] Malacara, D. Interferogram analysis for optical testing / D. Malacara, M. Servin, Z. Malacara – New York: Taylor
& Francis , 2005. –546 p.
[4] Generic algorithm of phase reconstruction in phase-shifting interferometry /Guzhov V., Ilinykh S., Kuznetsov R., Haydukov D.//
Optical Engineering, – 2013.-Vol.52(3) – pp. 030501-1 – 030501-2..
[5] Al-Khazali, Hisham A. H.; Askari, Mohamad R. (May 2012).
"Geometrical and Graphical Representations Analysis of Lissajous Figure in Rotor Dynamic System" IOSR Journal of Engineering. 2 (5):
971–978.
[6] V. I. Guzhov, S.P. Il’inykh, I.A. Saghin, E.N. Denegkin, E.S. Kabak, D.S. Khaidukov/ Quaziheterodyne Method of Interferense Measurements // Optoelectronics, Instrumentation and Data Processing.- 2015, Volume 51, Issue 3, pp 1-7.
[7] Dorr F W (1970) The direct solution of the discrete Poisson equation on a rectangle SIAM Rev. 12 248–63.
[8] G. H. Golub and C. F. Van Loan, Matrix Computations, 3rd ed., Johns Hopkins University Press, Baltimore, MD, 1996.
Владимир Гужов – профессор кафедры ССОД факультета Автоматики и вычислительной техники в Новосибирского Государственного Технического университета, профессор, доктор технических наук. Он является автором более 200 научных работ. Область научных интересов:
программные системы, высокоточные измерения.
Сергей Ильиных – доцент кафедры Вычислительная техника Новосибирского Государственного Технического университета, кандидат технических наук, доцент. Он является автором более 130 научных трудов, в том числе 1 учебник НГТУ и 4 патентов. Область научных интересов:
разработка алгоритмов анализа изображений в оптических измерительных системах.
Илья Марченко – доцент кафедры ССОД Новосибирского Государственного Технического университета, кандидат технических наук, доцент. Он является автором более 30 научных трудов. Область научных интересов: интеллектуальные датчики.
139 978-1-5386-7054-5/18/$31.00 ©2018 IEEE
Осциллисторные датчики освещенности с частотным выходом
Павел Н. Дробот
Томский государственный университет систем управления и радиоэлектроники, Томск, Россия
Аннотация – Большинство датчиков освещенности построены на схемных решениях, когда аналоговый фотоэлемент (фоторезистор или фотодиод) управляет частотой сигнала генераторной схемы, содержащей множество электронных элементов. Актуальность исследований обусловлена практическим отсутствием датчиков освещенности с частотным выходом, построенных на принципах функциональной электроники, только с использованием свойств физического эффекта, например, осциллисторного эффекта. Разработаны осциллисторные датчики освещенности, построенные на основе кремниевого осциллисторного преобразователя сопротивления в частоту (RF-преобразователь) и включенных последовательно с ним вместо RД CdS–
фоторезисторов типа GL5506. RF-преобразователь представляет собой кремниевый осциллистор при фиксированном напряжении питания. Электронная перестройка осциллисторной частоты выполняется любым переменным резистором RД, включенным последовательно с осциллистором. Основное требование к RД – изменение его сопротивления от 0 до 90 Ом. Обсуждаются характеристики осциллисторных датчиков освещенности, отмечается их высокая чувствительность на уровне 30–60 Гц/лк, в зависимости от величины темнового фотосопротивления. Установлено, что в диапазоне 500 – 1000 лк измерительные характеристики датчиков освещенности линейные, что является важным преимуществом датчиков.
Ключевые слова – осциллистор, винтовая неустойчивость, преобразователь, освещенность, частотный выход.
I.
В
ВЕДЕНИЕНАЛОГОВЫЙ характер информации, представленной в природе, определяет аналоговый характер датчиков различных физических величин, особенно ярко выраженный в докомпьютерный период развития техники. С широким развитием цифровой техники (микроконтроллеров, микропроцессоров, компьютеров) возникла проблема сопряжения аналогового сигнала датчика с цифровыми устройствами. Эта проблема решается преобразованием аналогового сигнала в цифровой сигнал, в последовательность импульсов, соответствующую цифровому двоичному коду. Для технического решения этой задачи используется сложная электронная техника:
усилители, аналого-цифровые преобразователи (АЦП) и источники их питания [1]. Но задачу сопряжения аналогового сигнала с компьютером можно решить преобразованием в «частотный сигнал» (переменный,
импульсный с определенной частотой), который проще ввести в компьютер.
Альтернативой аналоговым датчикам являются датчики с частотным выходом, генерирующие переменный сигнал, в котором информационным параметром является частота, значение которой зависит от значения физической величины. Частотные датчики обладают целым рядом преимуществ, из которых главным является их высокая помехозащищенность, обусловленная тем, что электромагнитные помехи не могут исказить значение частоты переменного сигнала.
Это позволяет по простой двухпроводной линии (в ряде случаев – однопроводной) передавать частотный сигнал на значительные расстояния до нескольких километров без сложных решений и мероприятий для повышения помехозащищенности [1].
Интерес к датчикам с частотным выходом привел к созданию международной ассоциации International Frequency Sensor Association (IFSA) (www.sensorsportal.com).
II.
П
ОСТАНОВКА ЗАДАЧИВ настоящее время известны частотные датчики температуры, давления, магнитного поля, построенные на физических эффектах, в том числе – на осциллисторном эффекте. Значительно в меньшей степени представлены подобные датчики освещенности с частотным выходом. Патентные и информационные исследования показали, что их практически нет, представлены только схемные решения, когда аналоговый датчик (фоторезистор или фотодиод), включается в электронную схему, преобразующую его сигнал в переменный с определенной частотой или в цифровой кодированный сигнал. Поэтому датчики освещенности с частотным выходом, построенные на физическом эффекте (ФЭ) и осуществляющие прямое преобразование освещенности в частоту выделяются в особый класс.
Одним из таких ФЭ является осциллисторный эффект, физика которого основана на спиральной неустойчивости тока в полупроводниках, возникающей под действием магнитного поля, параллельного протекающему току. Автономный осциллистор – это специальный полупроводниковый диод, размещенный в магнитном поле малогабаритных постоянных магнитов, включенный последовательно с резистором нагрузки RН и источником питания. Частота осциллистора зависит от ряда внешних физических факторов, что позволило
А
140
создать на основе кремниевых осциллисторов датчики с частотным выходом магнитного поля и температуры [1–
3]. Соединительные провода осциллистора с измерительной аппаратурой могут достигать нескольких километров без ущерба для работы осциллистора [2,3].
III.
Т
ЕОРИЯВозможность электронной перестройки частоты осциллистора обусловлена зависимостью частоты от напряжения питания f(U) и силы тока f(I), протекающего в цепи осциллистора. Это означает, что частотой осциллистора можно управлять изменением величины добавочного резистора RД, включенного дополнительно в цепь осциллистора [1–3]. Другими словами, с помощью осциллистора можно получить преобразование любого омического сопротивления в частоту осциллисторных колебаний тока и потенциала, то есть осуществить resistor-to-frequency–преобразование. Соответствующий прибор был назван осциллисторный RF–преобразователь [4].
Конструкция RF–преобразователя предусматривает включение в цепь осциллистора добавочного переменного резистора и предусматривает помещение осциллистора в малогабаритный термостат для исключения влияния температуры Т на параметры осциллистора и частоту. Температурную стабилизацию частоты осциллистора можно получить и другим способом, если включить в цепь осциллистора компенсирующий резистор с отрицательным температурным коэффициентом сопротивления. В любом случае зависимость f(U) или f(I) более сильная, чем f(Т) и в ряде практических случаях температурной погрешностью можно пренебречь.
IV.
Р
ЕЗУЛЬТАТЫ ЭКСПЕРИМЕНТОВХарактеристики RF–преобразователя установлены при Т=20С и U* = 46 В (прямоугольный импульс с длительностью tи = 60 100 мкс, частота повторения 40 Гц или одиночный импульс): зависимости f(RД) и амплитуды сигнала U1(RД) на нагрузке RН = 10 Ом [1].
Экспериментальная зависимость f(RД) линейная и аппроксимируется выражением
f = a+bRД, (1)
RД меняется от 0 до 90 Ом, при этом частота осциллисторной генерации соответственно меняется от 286 кГц до 178 кГц. Коэффициенты a и b определялись с высокой точностью 0.05%, коэффициент корреляции
|r|=0.998.
Зависимость U1(RД) линейная, но главное значение, как информационный параметр, имеет частота. Важно для практики, что U1 не требует усиления: U1=0.4В при RД= 0.0 Ом и U1=0.02В при RД = 90.0Ом.
Для цели настоящего исследования был выбран полупроводниковый (CdS) фоторезистор серии GL55 от китайского производителя с самым низким значением сопротивления в этой серии – GL5506: темновое сопротивление RT = 200 кОм; сопротивление на свету с
освещенностью 10 лк RL = 2 кОм. Необходимое значение RД=(0.0–90) Ом достигается параллельным включением нескольких фоторезисторов, количество которых зависит от освещенности и может быть установлено экспериментально для конкретных условий технического задания. Другие характеристики GL5506 следующие:
максимальное постоянное напряжение 150 В;
максимальная потребляемая мощность 100 мВт; рабочая температура окружающей среды –30 ÷ +70°C;
спектральный пик 540 нм, что соответствует видимой области излучения.
В работе была использована представленная производителем люкс-омическая харакетристика фоторезистора GL5506 для диапазона освещенностей от 0 до 1000 лк. В целом она представляет собой зависимость приблизительно гиперболического вида, причем в диапазоне освещенностей от 0 до 100 лк происходит резкий спад фотосопротивления на 2.5 порядка от 200 кОм до 450 Ом. При освещенностях от 100 до 1000 лк люкс-омическая характеристика более пологая и сопротивление меняется только в несколько раз от 450 Ом до 125 Ом соответственно.
Значение 100 лк соответствует освещенности пасмурного дня, а 1000 лк – это освещенность телевизионных студий или второй половины ясного дня.
Этот диапазон освещенностей представляет практический интерес.
Рис.1. Измерительные характеристики датчиков освещенности с частотным выходом
Сопротивление одного фоторезистора GL5506 более 100 Ом во всем диапазоне освещенностей, что не позволяет использовать один фоторезистор совместно с осциллисторным RF–преобразователем – для такого использования нужно фоторезисторы соединять параллельно и затем такой узел включать последовательно с осциллистором вместо RД.
Совместный анализ измерительных характеристик фоторезистора GL5506 (люкс-омическая) и RF–
141
преобразователя (частотно-омическая) был проведен для четырех различных случаев параллельного соединения одинаковых фоторезисторов: 1) два, 2) три, 3) четыре и 4) пять. Соответствующие графики люкс – частотных измерительных характеристик четырех различных датчиков освещенности с частотным выходом представлены на рисунке 1.
V.
О
БСУЖДЕНИЕ РЕЗУЛЬТАТОВВ первом случае двух фоторезисторов удается измерить диапазон освещенностей 500 – 1000 лк (кривая 1 на рис.1). Во втором случае трех фоторезисторов – от 300 до 1000 лк (кривая 2 на рис.1). В третьем случае четырех фоторезисторов – от 200 до 1000 лк (кривая 3 на рис.1). В четвертом случае, когда используется пять параллельно включенных фоторезисторов, удается расширить диапазон измеряемых освещенностей от 100 до 1000 лк (кривая 4 на рис.1).
Из анализа рисунка 1 следует, что в диапазоне освещенности 500 – 1000 лк в каждом случае люкс- частотная характеристика линейная. Чувствительность частоты к изменению освещенности составляет: 1) 65 Гц/лк; 2) 42 Гц/лк; 3) 32 Гц/лк; 4) 24 Гц/лк. Резкий рост частоты (кривые 1 – 3) от малых освещенностей до 500 лк объясняется тем, что при этих значениях освещенностей сопротивление фоторезистора уменьшается значительно сильнее, в несколько раз, с ростом освещенности, чем в диапазоне 500 – 1000 лк.
Это приводит к более резкому росту силы тока через осциллистор и, соответственно, к более резкому росту частоты в этом диапазоне освещенностей до 500 лк.
V.
В
ЫВОДЫ И ЗАКЛЮЧЕНИЕДостоинства датчиков с частотным выходом, удобство их применения в измерительных системах, и, как следствие, снижение при этом стоимости и повышение надежности измерительных систем, привели к созданию международной ассоциации IFSA по датчикам с частотным выходом. Практическое отсутствие датчиков освещенности с частотным выходом, построенных на физических эффектах, но не на схемных решениях, делает особенно актуальными проведенные исследования.
Рассмотренные в настоящем исследовании осциллисторные датчики освещенности обладают следующим рядом достоинств: 1) прямое преобразование освещенности в частоту без использования электронных схем за счет осциллисторного эффекта; 2) линейность характеристики преобразования в диапазоне 500 – 1000 лк; 3) высокая помехозащищенность, в том числе, в условиях индустриальных помех, так как полезная информация заключена в частоте, а не в амплитуде переменного сигнала; 4) удобство и высокая точность частотных измерений; 5) частотный выход упрощает преобразование в цифровой код; 6) высокая амплитуда
выходного сигнала, что позволяет не применять усилитель.
В частности, как было показано на примере полупроводниковых (CdS) фоторезисторов GL5506 в связке с осциллисторным RF–преобразователем, реализуются эффективные датчики освещенности с частотным выходом. Эти датчики позволят измерять освещенность видимого света (спектральный пик соответствует значению длины волны 540 нм) и представлять значения освещенности в виде значения частоты переменного сигнала осциллисторной генерации. По принятой классификации такой частотный сигнал еще не является цифровым кодированным сигналом, но является цифровым сигналом. Частотный сигнал упрощает сопряжение датчиков с частотным выходом с компьютером и микропроцессорной техникой.
Полупроводниковая технология изготовления осциллисторных датчиков отличается простотой, поскольку не является интегральной и для их производства не нужно высокотехнологичное производство электронной промышленности, с развитой инфраструктурой и дорогостоящее.
Одной из причин возросшего интереса к приборам функциональной электроники является уже реально просматриваемая в ближайшей перспективе ограниченность дальнейшего уменьшения размеров элементов интегральной электроники, не столько технологическая, сколько физическая и электронная.
Поэтому настоящая работа может быть интересна как исследователям, так и разработчикам.
С
ПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ[1] Дробот П.Н., Дробот Д.А. Осциллисторные сенсоры с частотным выходом // Южно-Сибирский научный вестник. – 2012. – №1. – С.
120 – 123.
[2] V. I. Gaman, P.N. Drobot. Silicon oscillistor as a thermometer with frequency output // Russian Physics Journal .– 1995 . – V. 38. – Iss.2. – p.p. 143 – 146.
[3] V. I. Gaman, P.N. Drobot. Oscillistor sensors with a frequency output based on a silicon structures // International conference on actual problems of electronic instrument engineering proceedings. – 1998. –
№1. – p.p. 133 –134.
[4] P. N. Drobot. Oscillistor RF-converter resistance to frequency / 2016 13th International Scientific-Technical Conference on Actual Problems of Electronics Instrument Engineering (APEIE).: 2016, Volume 03, p.1 – 1
Дробот Павел Николаевич, доцент, кандидат физико-математических наук, доцент ТУСУР, г.
Томск. Окончил радиофизический факультет Томского государственного университета (1985).
Основное научное направление - изучение закономерностей развития спиральной неустойчивости электронно-дырочной плазмы (осциллисторный эффект). Автор изобретений, разработчик осциллисторных датчиков с частотным выходом различных физических величин. Исследования отмечены дипломом VI Московского международного салона инноваций и инвестиций за разработку «Осциллисторный сенсор температуры с частотным выходом».
142
Высокочастотный калибратор фазы с вариационной автоподстройкой частоты
Александр В. Никонов, Василий А. Никонов
Омский государственный технический университет, Омск, Россия
Аннотация – Описаны способы построения широкополосных калибраторов фазы. Дана оценка основных характеристик предложенных устройств.
Ключевые слова – Автоподстройка частоты, калибратор, фаза.
I.
В
ВЕДЕНИЕАЛИБРАТОР фазы (КФ) в является основным блоком систем испытаний изделий электронной техники, относится к подсистеме синхронизации и определяет ее точность и время переустановки временных параметров испытательных систем [1, 2].
В этих системах в качестве главного системного генератора и устройств калибровки временной задержки импульсов в канале синхронизации, а также в канальных системных генераторах (СГ) часто используется многоканальный мелкодискретный калибратор фазы с обнулением [3]. При обнулениифазовые сдвиги сигналов на выходах КФ относительно опорного выхода в канале синхронизации равны нулю в пределах суммарной погрешности установки фазового сдвига в КФ.
Соответственно, временные задержки между синхросигналом и последовательностями управляющих импульсов в канальных СГ равны нулю в пределах суммы погрешности установки фазовых сдвигов в КФ и погрешности преобразования фазовых сдвигов во временную задержку в канальных СГ. Устанавливаемые фазовые сдвиги сигналов между опорным выходом КФ в канале синхронизации и выходами в канальных СГ определяют временные задержки между сигналами на выходах синхроканала и канальных СГ.
В каждом канальном СГ на выходах формируются сигналы с различными фазовыми сдвигами относительно синхросигнала, обеспечивая этим необходимую временную задержку между последовательностями импульсов фронта, среза и записи.
Поскольку на частотах более нескольких десятков мегагерц прецизионное задание угла фазового сдвига прямыми методами невозможно, то в КФ задают фазовый угол на низких частотах (доли и единицы мегагерц) с дискретом сотые и тысячные доли градуса. Для этого используют способ исключения заданного числа импульсов в последовательности. Синтезатор частоты в канале синхронизации переносит фазовый сдвиг с низкой частоты КФ на более высокую частоту выходного сигнала с сохранением фазовых соотношений.
Мелкий дискрет получают достаточно просто, но в многоканальной испытательной системе сложно осуществить синхронное обнуление каналов. Увеличение коэффициента деления частоты следования импульсов в канале ведѐт к увеличению частоты импульсов во входной последовательности, а это сопряжено со сложными
схемными решениям и применением разнообразной элементной базы.
При использовании в КФ многократного переноса фазового угла на высшие частоты с помощью ФАПЧ, как и в любых многоканальных системах возникает проблема устранения связи каналов через общий источник гетеродинного сигнала, а также из-за связи вследствие электромагнитного излучения. Если развязка цепей гетеродина дискретными элементами сопряжена с громоздким исполнением, то применение интегральных схем позволяет получить развязку до 40 дБ на элемент.
Наиболее практичной архитектурой КФ оказался активный когерентный синтез в максимальном диапазоне в области УВЧ и пассивный когерентный синтез для расширения частотного диапазона в нижнюю частотную область. КФ с делителем частоты с переменным коэффициентом деления (ДПКД) с изменяемым в широких пределах значением коэффициента деления N известны, но их реализация в области частот более 1 ГГц ограничена недостаточным быстродействием счетчиков, а также большой потребляемой мощностью и сложностью реализации при изменении частоты.
Использование преобразования частоты позволяет выполнить обработку сигналов на низкой и фиксированной частоте, где имеются проработанные методы и соответствующая элементная и метрологическая база. Но с использованием гетеродинного преобразования частоты (ГПЧ), существенное влияние на точностные характеристики оказывает нелинейность амплитудной характеристики (АХ) ГПЧ и погрешность преобразования фазовых сдвигов [4].
При малых кратностях преобразования (3 – 10) точность преобразования амплитуды и фазы зависит от уровня опасных комбинационных частот преобразования, попадающих в полосу пропускания фильтра ГПЧ.
Нелинейность АХ преобразователя частоты (ПрЧ) с гармоническим сигналом гетеродина имеет значение около 2
% при напряжении сигнала 50 мВ, а с импульсным сигналом гетеродина – такое же значение при сигнале 200 мВ [4]. Это ведет к применению стробпреобразователей с обратной связью, имеющих меньшую амплитудно-фазовую погрешность.
При задании в испытательной системе временных положений сигналов нужно обеспечить минимальное значение долговременной и кратковременной нестабильности. Различные виды пассивного и активного когерентного синтеза минимизируют долговременную нестабильность, а задача устранения кратковременной нестабильности частоты не решена. Это приводит к неоднозначному и случайному характеру задания временного положения синхросигналов.
К
978-1-5386-7054-5/18/$31.00 ©2018 IEEE
143
Для работы в широком частотном диапазоне часто используется ФАПЧ в дискретном виде – импульсная или с ДПКД в кольце управления. Уровень фазовых шумов таких устройств велик, максимальное отклонение может достигать 15О. Причиной этого является задержка сигнала в делителе частоты и дискретность регулирования. Поэтому в широкополосной системе используют преобразование частоты. Такое решение позволяет получить меньшую задержку в цепи до фазового детектора (ФД), а применение векторомерных ФД обеспечивает непрерывность подстройки устанавливаемых временных положений сигналов.
II.
П
ОСТАНОВКА ЗАДАЧИКачественные отличие в структуру и в параметры КФ вносит применение регулирования по второй производной информативного параметра сигнала. В [5] описана система вариационной автоподстройки частоты (ВАПЧ), которая является методическиастатичнойпофазе.
Принципиальные отличия системы автоподстройки частоты (АПЧ) по второй производной информативного параметра говорят о том, что ВАПЧ с преобразованием частоты позволяет устанавливать фазовые сдвиги в широком частотном диапазоне с быстродействием и точностью много большим, чем с использованием ФАПЧ.
Также, такой КФ с преобразователем частоты позволяет перенести фазовый сдвиг с частоты опорного сигнала в высокочастотную область. ВАПЧ позволяет строить калибраторы фазы, используя двухканальную структуру, где в одном из каналов изменением фазы опорного сигнала меняется фаза управляемого генератора CVG.
Особенно перспективно кольцо ВАПЧ, содержащее стробпреобразователь с максимально большой частотой стробирования fS. Это позволяет получить практически гармонический сигнал промежуточной частоты (ПЧ) – ступенчатый сигнал с очень малым временным шагом. В этом случае достаточно применить фильтр нижних частот LPF с большим значением частоты среза, чтобы убрать составляющую с частотой fS, что также обусловит малую задержку в узлах ПрЧ (fS большая,
частота среза fSR
большая, время задержки DELAYмало).
Применение ВАПЧсопряжено с обеспечением следующих условий.
Необходимы одинаковые напряжения сигналов по входам субстрактора, что позволяет получитьразностьмгновенных значений сигналов опорного OR и управляемого CVG генераторов, дающей информацию о разности частот генераторов. При несоблюдении этого условия, в системе с ВАПЧ появится начальный (не остаточный) сдвиг фаз между сигналами генераторовORи CVG.
Для достижения максимального быстродействия ВАПЧ нужно повышать быстродействие элементов системы автоподстройки. Это определяет рассогласование мгновенных значений сигналов и устанавливает норму- вектор сигнала управляемого генератора за время, зависящее от суммарной задержки в компонентах ВАПЧ. Этап вхожденияв режим слеженияочень мал.
III.
Т
ЕОРИЯРассмотрим двухканальный преобразователь частоты с ВАПЧ, приведенный на Рис. 1. На первый вход субстрактора
SUB подается сигнал опорного генератора OR. Частота сигнала опорного генератора равна заданному значению частоты промежуточного сигнала (промежуточной частоnы) uIF, который подается на второй вход субстрактора.
Выходной сигнал субстрактора подстраивает частоту управляемого генератора CVG. Формирователи F задают необходимую форму и параметры управляющего сигнала для преобразователей частоты.
uC1(t)