Р ЕЗУЛЬТАТЫ

Полученные решающие правила являются алгоритмами взаимокорреляционного приема сигналов. Из (13), (14) видно, что входной сигнал перемножается с опорным, задержанным на время запаздывания соответствующего луча, с последующим интегрированием результатов перемножения и сложением взвешенных сигналов.

V.

О

БСУЖДЕНИЕ РЕЗУЛЬТАТОВ

В приемнике должно быть n корреляторов (согласованных фильтров) по числу обрабатываемых лучей.

Можно задерживать входной сигнал в каждой ветви обработки с последующим перемножением его на опорное напряжение и весовым сложением и интегрированием.

119

В докладе синтезированы адаптивные алгоритмы приема широкополосных сигналов с нулевой зоной корреляции (ZCZ) в гидроакустических многопутевых (многолучевых) каналах с кодовым разделением, в которых неизвестные параметры оцениваются по принятой смеси сигнала с помехами.

VI.

В

ЫВОДЫ И ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В приемнике должно быть n корреляторов или согласованных фильтров (по числу обрабатываемых лучей), в которых входной сигнал перемножается с опорным, задержанным на время запаздывания соответствующего луча, с последующим интегрированием результата перемножения и сложения взвешенных сигналов. Весовыми коэффициентами являются максимальноправдоподобные оценки параметров сигнала. Это позволяет осуществить разнесенный прием гидроакустических сигналов, пришедших разными путями, для повышения помехоустойчивости приема.

С

ПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

[1] Шинаков Ю.С. Новые возможности технологии синхронного кодового разделения каналов//Электросвязь. – 2006. -№2. – С.6-11.

[2] Кренкель Е.И. Псевдослучайные двоичные последовательности с нулевой зоной автокорреляции и боковыми выбросами

±(p+1)//Цифровая обработка сигналов. – 2004. -№2. – С.2-6

[3] Fan P. and Darnell M. Sequence Design for Communication Application. – Research Student Press Ltd. London. 1996.

[4] Li В. The Perspectives of Large Area Synchronous CDMA Technology for the Fouth-Generation Mobile Radio//IEEE Comm. Mag. – March 2003. – V.41. - №3. – P114-118

[5] Гюнтер А.В. Метод построения троичных последовательностей с нулевой зоной корреляции//Цифровая обработка сигналов. – 2011. -№1.

– С.33-36.

[6] Гюнтер А.В. Применение кодов с нулевой зоной корреляции в системах с CDMA и OFDM//Телекоммуникации. – 2012. -№3. – С.8-12.

[7] Тихонов В.И. Статистическая радиотехника. – М.:Советское радио, 1966. –538 с.

[8] Стратонович Р.Л. Избранные вопросы теории флуктуации в радиотехнике. – М.:Советское радио, 1961. – 678 с.

[9] Сикарев А.А., Фалько А.И. Оптимальный прием дискретных сообщений. – М.:Связь, 1978. –328 с.

Фалько Анатолий Иванович, доктор технических наук, профессор кафедры радиотехнических устройств СибГУТИ. E-mail:

falco@sibsutis.ru , тел. 8-383-269-82-64

Шушнов Максим Сергеевич, кандидат технических наук, доцент кафедры радиотехнических устройств СибГУТИ. E-mail:

efemerian@gmail.com , тел. 8-383-269-82-64

120 978-1-5386-7054-5/18/$31.00 ©2018 IEEE

Помехоустойчивость приема сигналов с кодовым разделением в гидроакустических каналах

Анатолий И. Фалько, Максим С. Шушнов

Сибирский государственный университет телекоммуникаций и информатики, Новосибирск, Россия

Аннотация – Проведен анализ помехоустойчивости приема широкополосных (шумоподобных) сигналов в гидроакустических каналах с учетом интерференционных помех традиционной системы CDMA (Code Division Multiple Access) и по технологии ZCZ-CDMA (ZCZ – Zero Correlation Zone) в условиях многопутевого (многолучевого) распространения сигналов.

Показан выигрыш в помехоустойчивости при применении ZCZ-кодов.

Ключевые слова – Вероятность ошибки, квадратичная форма, матрица ковариаций, характеристического уравнение.

I.

В

ВЕДЕНИЕ

АННЫЙ доклад является логическим продолжением работы [1]. В [1] синтезированы алгоритмы приема шумоподобных сигналов в гидроакустических каналах с многопутевым (многолучевым) распространением. Здесь приведен анализ помехоустойчивости приема сигналов по алгоритму (13) из [1] с учетом интерференционных помех традиционной системы CDMA (Code Division Multiple Access) и по технологии ZCZ-CDMA (ZCZ –о Zero Correlation Zone).

II.

П

ОСТАНОВКА ЗАДАЧИ

Целью данной работы является анализ помехоустойчивости приема шумоподобноых сигналов в гидроакустических каналах с многопутевым (многолучевым) распространением с учетом влияния интерференционных помех в традиционной системе CDMA и по технологии ZCZ-CDMA.

В данном докладе сохранены все обозначения [1].

III.

Т

ЕОРИЯ

В гидроакустических системах возможны виды модуляции: двухпозиционная относительная (дифференциальная) фазовая (BPSK), четырехпозиционная относительная фазовая (QPSK), квадратурная амплитудно- фазовая m-QAM, где m – позиционность модуляции (например, 16-QAM). Двухпозиционную и четырехпозиционную фазовые модуляции можно рассматривать как частный случай m-QAM с m=2 и 4.

Наиболее просто вероятность ошибки вычисляется при m=2 (BPSK). При этом наиболее наглядно можно проанализировать основные особенности приема с обучением по рабочим посылкам, в частности, влияние скорости замирания сигналов на качество приема. Поэтому в данном докладе анализ помехоустойчивости проведем для m=2. Увеличение позиционности модуляции (m>2) при

заданной символьной скорости сопровождается увеличением битовой скорости в

log

₂m раз ценой энергетического проигрыша в

log

₂m раз.

Алгоритм приема (13) из [1] при m=2 для противоположных сигналов (Z t₂

( )

 Z t₁

( )

), т.е. сигналов с относительной фазовой модуляцией, преобразуется к виду:

( ) ( )

1 1

1

( ) 0

n N N

ci i si i

i

m X m Y



 



^{. (1)}

Здесь

( 1)

1 1

( 1)

1 1

'( ) ( ) ,

'( ) ( ) .

n

n n

n

N T t

i i

NT t

N T t

i i

NT t

X z t z t t dt

Y z t z t t dt

 



 



  

  





^

(2)

В неравенство (1) входят m_ci^{( )N} и m^{( )}_si^N по формулам (11) из [1], в которых





( )

1 ( 1)

( )

1 ( 1)

1 ' ( ) ( ) ,

1 ' ( ) ( ) ,

n

n n

n kT t k

k i

ci

i k T t

kT t k

k i

si

i k T t

μ z t z t t dt

E

μ z t z t t dt

E



 



 

  

  





^

(3)

где





' '

1 1

1 1 1

( ) ( )

( ) ( ) ( ).

n

k cj i sj i

j M

cjq q i sjq q i

q

z μ z t t μ z t t μ z t t μ z t t ξ t







 

       

 

        









(4)

В (4) n

'

- общее число лучей в многолучевом канале, воздействующих на вход приемника. Оно может отличаться от n в (1), где n - число используемых для обработки лучей.

В каналах с переменными случайными параметрами прием противоположных сигналов, как известно, можно реализовать системами с измерением параметров канала на предыдущем элементе или на N предыдущих элементах.

Измерение параметров канала при N 

1

должно производиться по квалифицированной обучающей выборке, т.е. со снятием манипуляции, поэтому

( ) ( ) ( )

1 2

.

N N N

c i c i ci

s s s

m m m

Вероятность ошибки найдем как вероятность невыполнения неравенства (1) при передаче первого варианта сигнала:

Д

121

0

( )

p w x dx







^{, (5)}

где

( ) ( )

1 1

1

( )

n N N

ci i si i

i

x m X m Y







 ⁽⁶⁾

- при передаче сигнала z t₁( ).

При независимых релеевских замираниях сигналов в лучах, при полном их разделении, левая часть неравенства (1) представляет собой квадратичную форму нормальных случайных величин с нулевым средним. Величины m_ci^{( )N} и

( )N

msi , X_1i и Y_1i попарно независимы с матрицей ковариаций

( )2 ( ) ( )2 ( )

1 1

( ) 2 ( ) 2

1 1 1 1

.

N N N N

ci ci i si si i

i N N

ci i i si i i

m m X m m Y

K

m X X m Y Y

   

   

 

   

   

(7) Плотность вероятности квадратичной формы (6) определяется известным соотношением [2]:

1

( ) exp , 0,

2 2

n i

i i i

c x

w x x

α α



 

   

 



⁽⁸⁾

где

1

1 1

1

1 1 .

n n

k k

k i k i

k

β α

ci α α



 



 

   

 

      

 

⁽⁹⁾

Здесь α_i λ_1i; β_i  λ_2i; λ_1i и λ_2i - собственные числа матрицы



K Ji i



, где K_i - матрица ковариаций (7),

0 1

i

1 0

J  

  

  - матрица квадратичной формы (6). Решая характеристическое уравнение K J_{i i} λ I_i 

0

, получим

( ) ( )2 2

1,2_{i ci}^N 1_{i ci}^N 1_i

.

λ m X  m X (10)

После подстановки (8) в (5) и соответствующих преобразований, вероятность ошибки будет определяться формулой:

2 1

2 1

1 1 1 1

1

( ) ( ) ,

n n

n i n

n i

n n

i k i k k i k i

k

p β c p

β α β β



    



 

 

   

⁽¹¹⁾

где

i

.

i

i i

p β

α β

 

После вычисления элементов матрицы ковариаций (7) с учетом (2), (3) и (11) из [1], собственные числа матрицы



K Ji i



согласно (10) определяются как

2 ' 1 1 2

2 2

1,2 3 1

1 1

' 1 1 2 2

2

1 1

1 2

1 .

n M

i jq

i i i i i

j q

n M

jq i i

j q

v E h

λ h r h r

B N h r h

B N

 

 

 

 

  

  

      

 

 

      

 

 

(12)

Подстановкой α_i λ_1i и β_i λ_2i из (12) в (11) получим выражение для вероятности ошибки

2 3 1 1 2 2

1

1 1

2 1 1

1 1 2 2

2

1 1

1

1

2

1

1

i i

n M

jq i i

j q

n n

n n i

n M

jq i i

j q

h r h r h

B N

p c

h r h

B





 

 





 

 



  

  

    

  

  

 





       

 



 

(13)

Здесь B FT - база сигнала (F - ширина полосы частот сигнала, T - длительность элемента сигнала). _i²

2

_ci² ₂ⁱ

s

h μ E

 v

- среднестатистическое значение отношения энергии принятого сигнала в i-ом луче к спектральной плотности мощности шума.

IV.

Р

ЕЗУЛЬТАТЫ ЭКСПЕРИМЕНТОВ

В (13) введен коэффициент α, учитывающий неидеальность корреляционных функций псевдослучайных последовательностей шумоподобных сигналов. При α

1

имеют место интерференционные помехи традиционной CDMA. При α

0

интерференционные помехи отсутствуют у сигналов с нулевой зоной корреляции, т.е. с зоной, свободной от интерференций (ZCZ-CDMA). Реально

0

 α

1

, поскольку теоретический предел α

0

не всегда достижим на практике.

Из (13) видно, что вероятность ошибки зависит от отношения энергии элемента сигнала к спектральной плотности мощности шума h_i², от размера обучающей выборки N, от базы сигнала B, а также от коэффициентов, характеризующих скорость изменения параметров сигнала

1_i

, ,

2_i 3_i

r r r и параметра α, характеризующего влияние интерференционных помех.

122

Рис. 1. Зависимости вероятности ошибки от отношения сигнал/шум при различном числе обрабатываемых лучей.

В качестве иллюстрации на рисунке приведены зависимости вероятности ошибки p от h_i²h²_j h² (одинаковая интенсивность лучей) при разном числе обрабатываемых лучей n

1,2,3,4

, при обучении на одном интервале (N 

1

). Сплошными линиями показаны зависимости, рассчитанные по формуле (13) для технологии ZCZ-CDMA (α

0

) при гауссовой аппроксимации R t t_i

( , )

_{1 2} при T

/

τ_k 

10

^2, при работе четырех пользователей в общей полосе частот широкополосного сигнала (M 

4

), в условиях действия четырех лучей (n

' 4

 ), при приеме сигналов с базой B

100

.

Пунктиром показаны зависимости вероятности ошибки для традиционной технологии CDMA (α

1

), т.е. с интерференционными помехами.

Штриховыми кривыми показаны зависимости при α

0,1

, когда из-за ограниченности нулевой зоны корреляции интерференционные помехи оказывают частичное мешающее действие на сигнал, ухудшая помехоустойчивость приема, но в меньшей степени, чем при

1

α .

V.

О

БСУЖДЕНИЕ РЕЗУЛЬТАТОВ

Из приведенных зависимостей видно, что из-за влияния многолучевости и мешающих сигналов при α

1

уменьшение вероятности ошибки при увеличении h² замедляется и при определенных значениях h² перестает влиять на вероятность ошибки. При выделении одного луча это происходит при значении h² , соизмеримых с базой сигнала. Использование нескольких лучей существенно повышает помехоустойчивость приема, но и в этом случае указанная закономерность наблюдается. Технология ZCZ- CDMA позволяет значительно повысить помехоустойчивость приема, особенно, в сочетании с раздельной обработкой сигналов разных путей распространения.

Увеличение объема обучающей выборкиN повышает помехоустойчивость приема при медленных изменениях

параметров канала (T

/

τ_k 

10

^3) для технологии ZCZ- CDMA (α

0

), а при α

1

при значениях отношении энергии сигнала к спектральной плотности шума h_i² существенно меньше базы сигнала B, когда влияние интерференционных помех не сказывается. В пределе, при

1

N выигрыш по вероятности ошибки равен

2

ⁿ, но реально он меньше.

В каналах с относительно быстрыми изменениями параметров (T

/

τ_k 

10

^2) увеличение объема обучающей выборки (N 

1

) приводит к декорреляции сигнала и, следовательно, не дает уменьшения вероятности ошибки, а поэтому нецелесообразно.

Приведенные на рисунке кривые иллюстрируют помехоустойчивость приема при релеевских замираниях сигнала, из которых видно, что прием по трем замирающим лучам эквивалентен одиночному приему незамирающих сигналов при вероятности ошибки p

10 ...10

^{1 3}. При вероятности ошибки p

10 ...10

^{4 5} такая эквивалентность будет при обработке четырех лучей.

VI.

В

ЫВОДЫ И ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Полученные зависимости являются верхней оценкой помехоустойчивости. В действительности при раздельном приеме лучей имеет место значительная регулярная (незамирающая) составляющая сигнала (замирания Релея- Райса), что повышает достоверность приема.

С

ПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

[1] Фалько А.И., Шушнов М.С., Прием сигналов с кодовым разделением в гидроакустических каналах. Труды XIV Международной научно- технической конференции Актуальные проблемы электронного приборостроения АПЭП-2018. Новосибирск, 2018. (в этом сборнике) [2] Адронов И.С., Финк Л.М. Передача дискретных сообщений по

параллельным каналам. –М.: Советское радио, 1971. – 408 с.

Фалько Анатолий Иванович, доктор технических наук, профессор кафедры радиотехнических устройств СибГУТИ. E-mail:

falco@sibsutis.ru , тел. 8-383-269-82-64

Шушнов Максим Сергеевич, кандидат технических наук, доцент кафедры радиотехнических устройств СибГУТИ. E-mail:

efemerian@gmail.com , тел. 8-383-269-82-64

123 978-1-5386-7054-5/18/$31.00 ©2018 IEEE

Улучшение показателей оптоволоконных систем передачи при использовании медиаконверторов

Александр Н. Игнатов, Андрей А. Шабронов,

Сибирский государственный университет телекоммуникаций и информатики, Новосибирск, РФ

Аннотация – Совершенствование систем передачи данных создает, на взгляд авторов, избыточное использование микропроцессоров. Приведено описание разработанной схемы конвертора RS485 (USB) для интерфейса оптоволоконного удлинителя с использованием модулей стандарта SFP.

Основное отличие от существующих прототипов медиаконверторов - отсутствие микроконтроллеров с программной настройки, что существенно снижает стоимость изделий и предлагает использование любых скоростей оконечных данных, вплоть до постоянного уровня. Описана схема цифрового уплотнения двоичного кода в двоичный канал.

Ключевые слова – RS485, USB-шина, SFP, протокол обмена, оптоволоконная связь.

I.

В

ВЕДЕНИЕ

икропроцессоры (микроконтроллеры) заполняют все ниши технических решений. Кроме преимуществ, есть и минусы - программное обеспечение этих технических решений. Программы требуют время для написания, принципиально могут содержать в себе ошибки.

Выбор программного или аппаратного решения задачи разработки устройств связи - это стратегическая линия развития. На взгляд авторов, если может система связи (или ее компонент) в дальнейшем улучшать свои свойства за счет программного обеспечения, то это оправдывает использование микропроцессоров. Существующие прототипы медиаконвертеров [1] построены на микроконтроллерах и имеют структуру для объединения многих низкоскоростных каналов в один высокоскоростной для оптоволокна, что не всегда экономически обосновано.

Оптоволокно обладает преимуществом по сравнению с медной жилой в допустимой скорости передачи данных.

Однако, оконечные источники данных это в большинстве своем малые скорости. Источники данных с малыми скоростями требуется в начале соединить, передать и затем разделить вновь. В данной работе предлагается альтернативное решение – без микропрограммного управления процессом обработки данных.

II.

П

ОСТАНОВКА ЗАДАЧИ

Требуется схема, для преобразования сигнала стандарта RS485 и ему подобный интерфейс USB, в сигнал, который возможный передавать по оптическому каналу [2]. На приеме сигнал вновь должен преобразоваться в сигнал стандарта RS485,USB. Допускается использовать элементы преобразования сигналов стандартной логики, без микропрограммного управления.

Требуется передавать данные с оконечных устройств от постоянного значения до максимальной скорости обмена этого устройства, и без вмешательства в канал связи для настройки. Конвертор должен создать «прозрачную»

линию и «удлинить» интерфейс RS485, USB.

III.

М

ЕСТО КОНВЕРТОРОВ В СИСТЕМАХ СВЯЗИ

No documento TECHNICAL CONFERENCE ON ACTUAL PROBLEMS OF ELECTRONIC INSTRUMENT (páginas 120-125)