10.1 Formas de propafação

Circuitos eletrônicos são susceptíveis a ruído de três formas principais: o ruído pode ser recebido com o sinal que se deseja tratar, o ruído pode ser gerado internamente no circuito ou ele se deve a uma interferência externa, devido a fatos naturais, como raios, ou a fontes artifciais, como circuitos chaveados, motores, fontes de potência entre outros. Para a análise completa do problema é necessário o uso das leis de Maxwell, porém é possível simplifcar a análise do problema, em muitos casos, empregando componentes R, L e C para modelar a forma como a interferência se propaga. Esta aproximação é válida se considerarmos que todo o campo elétrico está dentro dos capacitores, os campos magnéticos estão concentrados nos indutores e as dimensões do circuito são muito menores que as dos comprimentos de onda em análise.

Com esta aproximação é possível determinar as formas de propagação para os ruídos e interferências. Elas podem, então, ocorrer por acoplamento resistivo, indutivo ou capacitivo. O acoplamento resistivo ocorre quando circuitos ruidosos e não ruidosos estão interconectados por resistências comuns aos dois circuitos. Na verdade este não é um problema meramente resistivo, pois as interconexões comuns aos dois circuitos são, na verdade, uma impedância complexa. O acoplamento capacitivo ocorre sempre que existirem dois condutores com campo elétrico entre eles ao passo que o acoplamento indutivo existe sempre que indutâncias mútuas e espiras estiverem presentes nos circuitos. Esta análise nem sempre resulta em valores numéricos confáveis, mas a compreensão dos fenômenos envolvidos pode ser mais facilmente alcançada, ou seja, apresenta bons resultados qualitativos e as técnicas de análise de circuitos podem ser utilizadas livremente.

Alguns exemplos ajudam a entender melhor o que está acontecendo em cada caso. Um exemplo comum é aquele onde o fo terra (retorno de corrente) e os fos de alimentação são compartilhados entre as fontes, os condicionadores de sinal, os circuitos digitais, e outros circuitos ruidosos conforme mostrado na Figura 10.1. Esta é uma situação comum, mas devido a impedância de fos e trilhas o ruído gerado por um circuito se propaga para os demais. Isto ocorre porque circula, pelo retorno, não apenas a corrente do sensor e do condicionador de sinais, mas também a corrente de outros sistemas ruidosos (fontes, circuitos chaveados, sistemas digitais, motores entre outros). Estas correntes podem ser elevadas e de alta frequência o que signifca que fos e trilhas, modelados como resistores e indutores, apresentam, na prática, potenciais diferentes em diferentes pontos do circuito. Assim, o ruído pode se propagar para o circuito de captação e condicionamento de sinais onde a informação apresenta amplitude, muitas vezes, menor do que a do ruído gerado. De um modo geral este ruído pode ser diminuído reduzindo a impedância das trilhas de terra e alimentação e usando terras distintos para circuitos de sinal e circuitos ruidosos.

Figura 10.1: Forma de propagação de ruído por acoplamento resistivo. As resistências R e as indutâncias L representam características parasitas distribuídas.

O acoplamento entre os cabos também é um problema e pode ocorrer por meio de indutâncias mútuas parasitas, como mostrado na Figura 10.2. A corrente que circula da fonte V1

para a carga R3 passa por um fo que apresenta acoplamento indutivo com um fo próximo. Neste outro fo surge uma diferença de potencial proporcional a M·di/dt. Isto ocorre principalmente quando circulam correntes elevadas por cabos próximos, como em transformadores, motores, ventiladores e outros. Este também é um efeito que pode surgir em circuitos digitais uma vez que a derivada da corrente necessária para os chaveamentos rápidos pode ser expressiva. De um modo geral os efeitos deste acoplamento podem ser reduzidos com a separação dos fos e diminuição dos seus comprimentos, o que reduz a indutância mútua M, e com o aumento da impedância da fonte e da carga, o que reduz a corrente e, portanto, a tensão induzida no outro condutor.

Figura 10.2: Forma de propagação de ruído por indutância mútua entre fos próximos. Lfo1, Lfo2 e M são indutâncias parasitas.

O acoplamento magnético também pode estar presente se grandes espiras se formarem no circuito. Isto aumenta a área de captação e requer campos magnéticos menores para o mesmo nível de ruído. Algumas vezes estes laços são formados por longos fos ou trilhas, mas alguns laços são formados por arranjos como os mostrados na Figura 10.3, onde um condutor conduz o sinal e o outro, normalmente oculto, costuma ser o fo terra. Variações de campo atravessando essas espiras produzem tensões de ruído em série com os laços. Minimizar esses laços, tranças estes fos, afastar os laços das fontes de ruído e orientar os cabos de forma apropriada são formas de minimizar os efeitos deste tipo de acoplamento magnético.

Figura 10.3: Forma de propagação de ruído por formação de laços (espiras) que envolvem variações de campo magnético. As setas pequenas indicam a corrente de sinal, a área hachurada

marca o laço e as setas em zigue-zague representam o campo que atravessa a espira.

Finalmente o acoplamento também se dá por efeito capacitivo quando dois fos estiverem separados entre si, mas com um campo elétrico entre eles (Figura 10.4). Este acoplamento parasita (C1 e C2) pode formar um divisor de tensão propagando ruídos. O uso de malhas aterradas (blindagem) pode evitar este divisor de tensão mas se a malha não envolver completamente o cabo o divisor capacitivo continuará existindo. Acoplamentos capacitivos ocorrem principalmente em sistemas de alta impedância, logo, a redução da impedância do sistema (R na Figura 10.4) reduz a propagação de interferência por acoplamento capacitivo (tensão de ruído sobre R). Por outro lado fos e peças metálicas não aterradas podem se tornar uma entrada para este tipo de interferência. Este acoplamento pode ser reduzido com a diminuição do comprimento de fos e trilhas, uso de trilha central aterrada em 1 lado (ou 2 lados se a frequência for elevada) e redução da impedância de carga.

Figura 10.4: Forma de propagação de ruído por acoplamento capacitivo. Uma fonte V1 produz ruído sobre uma carga R em um fo distante e não interconectado. C1 e C2 correspondem as

capacitâncias parasitas do circuito.

Nas próximas seções serão apresentadas as formas mais comuns para minimizar estes problemas com aterramento, cabeamento e blindagem. Apesar de não estar explícito, sempre que se analisam acoplamentos capacitivos, indutivos e laços de terra é importante levar em conta as impedâncias da fonte de sinal e cabos. Costuma-se utilizar resistências concentradas para os cabos, junto as fontes, e uma resistência muito menor para malhas em acoplamentos indutivos.

10.2 Aterramento

A impedância dos fos utilizados para a distribuição de alimentações e terras provoca quedas de tensões que podem ser signifcativas. Para se entender os efeitos causados por diferentes aterramentos e a ordem de grandeza do problema um exemplo numérico é útil. Uma trilha de circuito impresso de cobre, por exemplo, com resistividade ρ=1,72 μΩcm e espessura de 0,00315 cm, apresenta uma resistência de 0,49 mΩ para cada 1 mm de largura e 1 mm de comprimento. Esta resistividade, aparentemente pequena, pode infuenciar em medidas cuja exatidão é alta. Uma trilha de circuito impresso com 5 cm de comprimento e 0,3 mm de largura apresenta resistência de 0,082 Ω. Se ela for ligada em série com um resistor de 5 kΩ as duas resistências formam um divisor de tensão de aproximadamente 0,082/5.000. Este erro, de aproximadamente 0,00116%, é da ordem de grandeza do erro de quantização de um conversor AD de 16 bits. Para evitar este problema da queda de tensão pode se utilizar uma medida com 4 fos ou uma estratégia semelhante a utilizada nas pontes de Wheatstone com fos sense e realimentação da tensão. Esta estratégia, entretanto, só funciona para uma carga. Ademais, este problema da resistência não leva em conta a resistência entre os diferentes pontos de terra nem da corrente que fui por ele.

Um outro exemplo do livro Op Amp Applications Handbook é mostrado na Figura 10.5. Nela um amplifcador chopper estabilizado (AD8551) com tensão de ofset da ordem de 1 μV amplifca um sinal V1, e a saída é medida entre vo e G2. A corrente de polarização do amplifcador, ao passar pela resistência de terra (RGND), produz um erro de ofset maior que o do amplifcador. Se este mesmo segmento de trilha entre G1 e G2 for percorrido por outras correntes o erro será ainda maior. Uma mudança de layout na placa conectando R2 diretamente a G2 poderia resolver o problema. Uma alternativa seria modifcar a confguração do amplifcador de não inversor para subtrator. Desta forma as diferenças de tensões entre G1 e G2 seriam atenuadas como tensões de modo comum. Mais uma vez, está é uma solução pontual que só resolve o problema deste amplifcador. Assim, uma solução geral para minimizar os problemas referentes as impedâncias entre diferentes pontos de terra costuma ser implementada separando os fos terras dos circuitos ruidosos e não ruidosos. Normalmente esta solução é relatada apenas para o fo terra, pois é nele que se concentram as correntes e estes problemas, mas o mesmo ocorre com as alimentações.

Figura 10.5: Problemas de aterramentos em circuitos de precisão. O erro causado por Rgnd e a corrente de polarização do AD8551 é maior que a tensão de ofset do integrado.

No caso do aterramento em série uma única trilha é usada para coletar as correntes de terra de todo o circuito. Assim, os ruídos gerados por circuitos digitais, fontes de potência, chaveamento e outros se propagam para os demais circuitos. Este caso deve ser evitado. Na ligação em estrela os ruídos gerados não são propagados para os demais circuitos. No caso do plano de terra, uma forma mista entre as anteriores, se consegue uma redução das impedâncias que é aconselhada para circuitos com frequências acima de 10 MHz.

Figura 10.6: Tipos de aterramento. De cima para baixo: em série, em estrela e com plano de terra. As resistências R e as indutâncias L são parasitas.

Em circuitos mistos, com secções digitais ruidosas e analógicas é possível manter os pontos de terra separados e interconectá-los em um único ponto, ou suprir diferentes caminhos para a interconexão fnal diretamente na fonte de alimentação. Isto evita que a corrente dos circuitos ruidosos interfram nos circuitos de pequenos sinais ou analógicos.

Atenção especial, porém, deve ser dada para circuitos integrados que apresentam duas conexões para terra, um terra analógico e outro digital. Isso é comum em conversores AD e DA, pois internamente eles possuem ambos os circuitos. De forma aparentemente estranha a recomendação dos fabricantes é que os dois pinos sejam ligados juntos, o mais próximo possível do encapsulamento. No caso dos AD os fabricantes recomendam que estes pinos sejam ligados ao terra analógico da placa. Com este arranjo o sinal analógico só é contaminado pelas correntes digitais do AD quer circulam por fora do AD e retornam pelo terra analógico. Neste caso é importante reduzir as correntes digitais na saída do conversor ligando-o a circuitos de baixo consumo como registradores CMOS, por exemplo. Para melhorar ainda mais o desempenho é possível isolar a alimentação do restante do circuito com um pequeno resistor em série com a fonte e um capacitor de 100 nF em paralelo com o AD (Figura 10.7). Neste arranjo as correntes digitais fcam confnadas e supridas pelo capacitor (que deve fcar muito próximo da alimentação do integrado).

Figura 10.7: Terra em sistemas mistos, como em conversores AD.

Os planos de terra são alternativas muito usadas em placas de circuito impresso. Se bem utilizados eles minimizam a impedância de retorno (quando a área do plano de terra é elevada e não existem estrangulamentos) e área de laços que captam interferência por acoplamento indutivo (Figura 10.8). Assim, boas práticas recomendam que se evite a concentração de conexões cortando um plano terra, que se mantenha pelo menos 75% de área para o plano. De um modo geral o uso do plano de terra é vantajoso e, em placas multicamadas, planos para as demais alimentações também são recomendados (é da alimentação que saem todas as correntes que retornam pelo terra). Adicionalmente podem ser implementados diferentes planos de terra atendendo a sinais ruidosos e não ruidosos que depois devem ser interligados como numa ligação estrela.

Isso também pode ser feito entre placas que se unem a um barramento comum ou que formam painéis ou gabinetes. A Figura 10.9 mostra dois destes casos. No exemplo correto o retorno usado pelos circuitos está diretamente conectado ao terra principal enquanto que no outro o terra é conectado ao gabinete, um dos lugares mais ruidosos que se pode encontrar num equipamento.

Adicionalmente a todos os problemas mencionados, em frequências muito altas o efeito skin domina a condução (a condução ocorre na superfície). Uma aproximação para o cobre é que a

profundidade do efeito skin é de 6,61/√f cm. A resistência skin é de 0,26·√f μΩ para cada 1 mm de largura e 1 mm de comprimento da trilha (esta fórmula não é válida se a profundidade for maior que a espessura da trilha). O efeito skin, então, passa a ser importante quando a profundidade for menor que 50% da espessura do condutor. Em trilhas de circuito impresso isto deve começar a fazer diferença em 12 MHz. Em altas frequências (VHF ou mais) também é necessário considerar que as trilhas podem se comportar como linhas de transmissão. Nestes casos até o material da placa deve ser escolhido.

Figura 10.8: Efeitos do plano de terra sobre a redução de área em laços.

Figura 10.9: Interligação de terras em painéis e gabinetes. 10.2.1 Laços de terra

Laços de terra são um problema comum entre circuitos distintos separados por uma distância grande e alimentados pela rede ou em circuitos analógicos com baixa tensão de entrada. Ao se interconectar terras que estão em potenciais distintos se formam os chamados laços de terra, ou seja, um laço por onde circulam correntes de ruído e interferência (Figura 10.10). Qanto menor for a razão entre o sinal e o ruído mais importante será quebrar estes laços. Isto pode ser feito com o correto aterramento dos cabos, usando amplifcadores isoladores, choques de modo comum (choque ou balun – Figura 10.11), anéis de ferrite nos cabos (ferrite beads – Figura 10.12), caixas blindadas e futuantes e circuitos balanceados (equilibrando as correntes de modo comum – Figura 10.13). Se o acoplamento dos dois circuitos for feito de forma diferencial é possível usar par trançado e cabos blindados.

Sinal Terra Área Plano de Terra Sinal Sinal Plano de Terra Área Terra eletrônico

Rack 1 Painel Painel Rack 2

Terra da rede

Errado Correto

Observa-se que a isolação com transformador impede a transmissão de sinais de corrente contínua, apresentam resposta limitada em frequência, são grandes e caros. Se múltiplos sinais são conectados seria necessário múltiplos transformadores. Se o acoplamento capacitivo entre primário e secundário for elevado a redução da interferência pode não ser tão elevada. Nestes casos transformadores com enrolamentos blindados podem ser empregados (reduzem o acoplamento capacitivo). O uso do choque de modo comum, por outro lado, permite a interconexão de vários sinais, não bloqueia a corrente contínua e não afeta os sinais de modo diferencial.

Figura 10.10: Laços de terra e formas de quebrá-lo. Com transformador isolador, isolação óptica e choque de modo comum.

Figura 10.11: Choque de modo comum.

Figura 10.12: Anéis de ferrite.

Figura 10.13: Acoplamento entre circuitos com entrada e saída balanceadas.

O uso de acopladores óticos permite a isolação completa mesmo com tensões diferenciais elevadas entre os terras, mas seu uso apresenta melhor resultado quando o sinal é transmitido digitalmente, uma vez que sua linearidade não é boa. Circuitos balanceados também são uma alternativa viável uma vez que as correntes de modo comum podem produzir tensões facilmente eliminadas por amplifcadores diferenciais.

A isolação provida por transformador ou por acoplador óptico pode ser genericamente obtida com os chamados amplifcadores isoladores. Estes amplifcadores também servem quando se deseja isolação galvânica (impedância infnita para corrente contínua) entre locais diferentes do

circuito. A relação de ganho e a pinagem varia de amplifcador para amplifcador, mas o símbolo é comum a todos e pode ser visto na Figura 10.14.

Figura 10.14: Símbolo do amplifcador isolador.

As principais aplicações para este tipo de amplifcador encontram-se na área médica (isolação galvânica), na quebra de laços de terra e na diminuição dos efeitos causados por elevadas tensões de modo comum. Exemplos de amplifcadores isoladores são o AD215 e o AD210 (com transformadores) da Analog Devices, o ISO124 e o ISO122 (com capacitores) da Texas Instruments e o HCPL-7850, HCPL-7851 da Avago. Outros integrados clássicos são o IS0103 e o ISO100 da Burr-Brown (ambos obsoletos e não recomendados para novos projetos). Os diagramas de blocos para estes amplifcadores são apresentados nas fguras 10.15 e 10.16.

Figura 10.15: Diagrama de blocos do AD215.

Os fabricantes fornecem duas tensões de isolação, uma para tensões continuamente aplicadas e outra para tensões aplicadas por um curto período de tempo. A primeira tensão é menor do que a segunda e ambas podem variar em função da frequência e temperatura. A impedância de barreira situa-se em torno de 1012 Ω.

Note que alguns destes amplifcadores apresentam transformadores e portanto não são um simples circuito integrado. Muitas vezes estes circuitos são modelos híbridos ou construídos com componentes discretos e encapsulados em um único invólucro. Observe também que os amplifcadores isoladores necessitam de fontes de alimentação independentes para o lado isolado. Isto signifca, inclusive, dois terras diferentes e não conectados. Estes amplifcadores estão caindo em desuso e estão sendo substituídos por isoladores digitais, mais fáceis de serem produzidos. Leia mais em Move Over Iso Amp—Make Te Switch To Digital Isolation.

Figura 10.16: Diagrama de blocos do amplifcador IS0124.

Com os novos isoladores cada vez mais simples e com menos recursos se torna necessário investir também em fontes de alimentação isoladas. Exemplos de conversores CC/CC são os E_T e

F_T da Mornsun, com isolação de 3.000 Vdc em encapsulamento SMD, os AY_D e BY_D, da mesma fabricante, com isolação de até 12.000 Vdc, o 722 da Texas com isolação de 3.500 Vdc, ou o

ADUM6000, da Analog Devices, com isolação de 5.000 Vdc.

10.3 Cabeamento

Nesta seção são apresentadas algumas formas de reduzir a propagação de interferências e propagações de ruído fazendo uso de cabos. Vale lembrar que as considerações feitas aqui devem ser utilizadas com cautela e conscientemente. Mesmo que algumas considerações aqui apresentadas sejam regras gerais elas não devem ser utilizadas aleatoriamente. Os conceitos apresentados são mais importantes que as regras e cada caso deve ser analisado antes que se decida por uma ou outra estratégia, pois em alguns casos especiais a aplicação das regras gerais pode não ter efeito ou pode piorar os problemas existentes.

10.3.1 Acoplamento capacitivo

Qando o acoplamento é capacitivo a blindagem, então, é obtida envolvendo um ou mais condutores de forma a impedir que a interferência penetre neste condutor. A Figura 10.17 mostra isto com um cabo coaxial.

Observe, nesse exemplo, que a malha do cabo coaxial não está aterrada (chave aberta) e o ruído propagado pela fonte V1 sobre uma carga R1 é resultado do divisor de tensão entre os capacitores C1, C3 e C2 (de alguns pF até centenas de pF) e a própria carga. Por outro lado se a malha for aterrada (chave fechada) este divisor é quebrado evitando que a fonte V1 contamine a carga R1. É claro que para que isso aconteça é necessário que a blindagem envolva todo o cabo, o que nem sempre acontece nas extremidades. Além do mais, o divisor de tensão depende de

resistores (das fontes e fos) e capacitores, o que resulta em uma resposta em frequência do tipo passa altas para o ruído.

Figura 10.17: Uso de cabo coaxial para redução de interferência por acoplamento capacitivo. Todas as capacitâncias do circuito são parasitas e a fonte V1 representa a fonte de interferência.

De um modo geral, reduzir o comprimento dos fos e cabos, usar malhas aterradas de um só lado (dos 2 lados em casos de alta frequência), reduzir o valor das cargas e os pontos metálicos não aterrados reduz os efeitos de acoplamento capacitivo.

10.3.2 Acoplamento indutivo

Todo o fo é uma indutância e em altas frequências a reatância indutiva destes fos pode ser não desprezível. As fórmulas apresentadas em (10.1) e (10.2) servem apenas para fos cilíndricos e trilhas retangulares de circuito impresso, mas dão uma boa ideia dos valores envolvidos. Assim, 1 cm de fo com diâmetro de 0,5 mm, em 10 MHz pode ter uma impedância de 0,46 Ω (7,26 nH). Trilhas de circuito impresso com 1 cm de comprimento, 0,25 mm de largura e 0,038 mm de espessura tem resistência de 19 mΩ/cm e indutância de 9,59 nH/cm o que resulta em reatâncias indutivas da ordem de 2 Ω para uma frequência de 150 MHz. Estas impedâncias se somam as resistências das trilhas criando uma impedância elevada em altas frequências que pode estragar um aterramento.

L_WIRE=0,000120⋅l⋅ln

(

r

)

onde l é o comprimento do fo (mm) e r o seu raio (mm).

LTRILHA=0,000120⋅l⋅

[

w+h^+0,223150⋅

(

l

)

]

Laços e indutâncias mútuas também podem ser reduzidos com o uso apropriado de cabos blindados ou trançados. (Figura 10.18). No primeiro caso (A), sem o cabo coaxial, um grande laço